脉冲式数字ESR表的分析与设计（合作帖续篇）

小鬼头

小鬼头 发表于 2024-1-5 17:01
脉冲式数字ESR表（带薄膜电容容量、电池内阻测量功能）的设计研究三

脉冲式数字ESR表（带薄膜电容容量、电池内阻测量功能）的设计研究四

      上一节的研究（“设计研究三”）在原理层面取得了突破，令到本ESR表具备了电容容量的测量功能。这相当于，循着原型机的设计思路，我们发展出了一种工作方式相近的新仪表——电容表。前面的数据核算也表明，这个电容容量测量功能/电容表在理论上成立之余，还符合我们的测试需求。但如何把他变为现实，还要在细节上下功夫，上一节的设计草图2就是朝此目标推进的第一步。

     设计草图2如下：

   

    一、草图2的相关设计说明

     设计草图2中最重要的计算，是围绕AC放大器与比较器在有关信号和参考电平上的配合，因为两种测量模式需要共用同一个AC放大器。

     1、ESR测量模式
   
     在ESR测量模式下，比较器的工作波形如下：





    与我们最初的原型机分析图不同，这个图里，多了一个“计数器真正开始计数的时刻m“。这是由于AC放大器的固定偏置电压Vdc=300mV带来的，而不是由于输入检出信号电平带来的，因此，在0至m这段时间的脉冲计数值，仅是300mV的Vdc带来的，不能把他计入测量结果中，也即是，需要由MCU把他作为“偏移项”作扣除处理，所以有t-m=nT，n是最终的计数结果/测量结果。

    在这里，比较器处的满幅信号电压是FS2＝1000mV，作为参考信号的锯齿波电压Vref，仍取SR＝10mV/0.5mS。在恒流驱动源处，激励脉冲串仍取原型机的tc=8uS、T＝0.5mS。

    2、电容容量测量模式

    在电容容量测量模式下，比较器的工作波形如下：



    在此工作模式时，送到比较器的信号，经过与ESR测量模式完全相同的AC放大器，其放大倍数为Av=10。由于上一个研究的基础模型电路中，比较器在测试端子处有固定的dc参考电压（翻转电平）Vref=100mV。因此，在比较器处，比较器的参考电压（翻转电平）应为Vref＝FS2=100mV*Av=1000mV。又由于AC放大器的固定偏置电压Vdc＝300mV，总是与信号电压叠加，所以，此工作模式下，比较器的参考电压端子应设置成Vdc+FS2＝1300mV的固定电压，也即是，让比较器固定地在1300mV的dc电平处作翻转，才能得到所需1000mV的信号电平翻转目标。
    为了让容量值与计数值对应起来，还需要令恒流源处的激励脉冲宽度固定为tc=10uS，而脉冲周期仍为T＝0.5mS。

   由于AC放大器固定偏置电压Vdc=300mV的精度，会给容量测量模式的测量准确度带来影响，因此，草图2的R10取值由原型机的100Ω减小为10Ω。

    二、草图2的存在问题

   草图2的恒流源部分，仅是简单地画出基础工作电路，期望他能按VCCS（压控电流源）那样获得我们的激励需求。

   但进一步核算这部分电路，发现存在多个问题：

   1、价格方面有优势的LMV358，虽然号称是RR（Rail to Rail 电源轨至轨）运放，但他只是输出上具备RR能力。我们这里主要需要的是运放具备在输入上的RR能力。LMV358的输入范围不能上摆至正电源的3.0V，仅为+Vcc-1V，即只能上摆至约2.0V。这样，驱动电流源就不能如期地输出小电流，这里必出问题。

   2、即使使用符合要求的RR运放来做恒流源控制。这里的容量测量模式，需要VCCS作大跨度的电流变化。若像草图2那样仅用1个DAC、1个运放来应付4个测量量程，对DAC和运放提出的要求太高，变得很不现实。以草图2的R3检流电阻10Ω取值为例，常用RR运放的Vos（失调电压）是mV级水平，比如1mV。这个Vos下，产生的不可控电流已达到0.1mA，无法满足0.001u~0.099u量程的电流分级需求（该量程需要每个周期驱动电流增大0.01mA，即SR=0.01mA/0.5mS）。

   因此，恒流源电路这部分，还需要作研究。。。。


（待续）
   
   

abbey_tom

模拟试验板
为试验方便，
有些不确定的封装，
预留了备份的直插孔。

butterfly

等成品！伸手党

小鬼头

taotaoliu199 发表于 2024-1-7 23:53
这个表就是基于前面国外esr电路及原理用msp430实现的

上淘宝看了一下，这个ESR表的商品介绍中，明确讲到是基于我们所参考的原型机工作原理，还把原型机套件手册PDF文档的数张资料张贴出来。

此成品机采用LCD版的液晶数码管代替原型机的LED数码管，耗电减少，因此，使用了9V层叠电池来供电。所使用的MSP430F413，是一块适合3.0V/3.3V供电、且内置比较器的MCU。从这些信息看，估计就是做了比较简单的移植。也即是，除了软件上的自行编程外，硬件方面，很可能只是把原型机测量部分的电路（5V供电）照搬了过来——恒流源、AC放大器和锯齿波发生器加起来至少要使用9只BJT。而原型机的这部分电路，恰好是允许与3.0V/3.3V供电的MCU配接的。

小鬼头

abbey_tom 发表于 2024-1-8 19:41
模拟试验板
为试验方便，
有些不确定的封装，

c3（22u400v）体积挺大的，为直径13mm、高20mm。可能需要卧倒安装，甚至要镂空pcb来腾出空间。

他旁边电阻是0.5w的，也要适当留空间。


立创商场里的金科180mA250v自恢复保险丝（pptc）适合这里使用，他网页里有封装资料，如图。

abbey_tom

小鬼头 发表于 2024-1-9 10:29
c3（22u400v）体积挺大的，为直径13mm、高20mm。可能需要卧倒安装，甚至要镂空pcb来腾出空间。

他旁边 ...

目前C3的平面空间应该是够的；
R12除有贴片空间外，
还可有两种宽度的直插；
PPTC也留有直插空间。
另外，C1、C4、C5、C6均留有直插孔，
做初步试验应该够用。

小鬼头

小鬼头 发表于 2024-1-8 16:59
脉冲式数字ESR表（带薄膜电容容量、电池内阻测量功能）的设计研究四

      上一节的研究（“设计研 ...

脉冲式数字ESR表（带薄膜电容容量、电池内阻测量功能）的设计研究五

     一、电路图的修改

     针对设计草图2的恒流源部分存在问题，进行了电路修改，得到如下的设计草图3：



    此电路中，需要使用2个DAC。简单的计算表明，这里使用10Bit的DAC能达到要求。而运放Vos所带来的不良影响，尚在可接受范围。比如，COS722的典型Vos是+0.6mV或－0.6mV，对于要求最高的10mA（即是SR=0.1mA/0.5mS)，刚好未达到恒流源分级变化的1级电流（即0.1mA）程度。但如果Vos恶化一些，会对测量精度带来影响，但也不致于太坏。先暂时放一放。

    二、DAC、ADC的需求研究

    因为不了解MCU的行情（内置DAC情况），上网查了一下资料。发现，现在流行的MCU，集成有ADC的较多，集成DAC的比较少，集成有2个DAC则更少。而MCU内部的ADC性能，能不能满足我们前面的容量测量功能需求，还要研究一下。
    于是找了手头的书籍了解一下ADC方面的相关知识。只找到老旧的《微型计算机硬件软件及其应用》（清华大学出版社周明德编著），里面介绍了4种ADC工作方式，里面称，与MCU搭配使用的ADC以逐次逼近式的ADC速度较快。于是找来ADC0809（8bit并行输出ADC芯片）的datasheet，发现这种“较快”的ADC，不能满足我们这里的使用要求，因为他要求输入的模拟信号稳定时间需达到数十uS，而我们的ESR测量功能，模拟信号的稳定时间只有8uS，而容量测量功能这个稳定时间就更少，几乎是一瞬间。

    ADC0809下面的时序图里，标出了“模拟信号稳定时间”（红色圆圈）：



    这种专用的ADC不能满足我们现在的要求，据此推断，那些廉价MCU内部的ADC也不会比他好多少。再查了一下STM32的资料，他内部的ADC最小取样时间为1uS，而这是以牺牲ADC分辨率性能为代价后才得到的。因此，我们不能依靠MCU内部ADC来完成测量工作。

    从设计草图3的电路可看到，现在电路中只用上2块双运放中的3个，还剩有1个运放可作为比较器使用，这样，我们还可以采用类似原型机的工作方式来完成测量任务。
   

   三、挖掘一下电路的潜力

    在上一节的设计研究中，比较器在容量测量功能时，工作波形中出现的有效信号实际上是锯齿波，这是被测电容的充电波形（扣除Vdc部分后）。从上一节的比较器工作波形图来看，起决定作用的是这个信号的波形幅度——这个信号的波形幅度高低与脉冲计数值成正比。而我们在前面的分析中知道，电容充电后的电压幅度既是与充电电流Id成正比，也与充电时间tc成正比。如果我们把激励脉冲的宽度tc改成逐级可变、激励电流的Id幅度改为固定（见下面的附图），那么，将会获得与使用DAC方式一样的测量效果。这样一来，我们除了可以用运放做的比较器来代替ADC外，还能做到不使用DAC，令我们在“设计研究一”所提出的“尽量使用通用器件”目标更好地得到实现。



    分析一下采用激励脉冲宽度可变的新方法后，比较器的工作波形如下。不仅波形很相近，所获得的测量结果也与原来DAC方式完全相同。

   

   上面为测试容量为nu时的情况。为方便看帖者理解其中的容量测量工作原理，再多画出一个测试容量为1u时的比较器工作波形图（如下）：



   同样地，多画一下ESR测量功能时的比较器工作波形图，以方便大家理解。先是测量1Ω时：



  下面是测量nΩ时的比较器工作波形图：



   从以上4个比较器工作波形图可看到，Vref＝Vdc+FS2＝1300mV这个固定的DC参考电平，仅是容量测量功能时需使用到。ESR测量功能时，需要使用的重要参数是锯齿波的上升速度SR＝10mV/0.5mS。

   下一节我们将继续推进这个“不需使用ADC或DAC”方案的电路设计。

（待续）

小鬼头

小鬼头 发表于 2024-1-9 17:19
脉冲式数字ESR表（带薄膜电容容量、电池内阻测量功能）的设计研究五

     一、电路图的修改

脉冲式数字ESR表（带薄膜电容容量、电池内阻测量功能）的设计研究六


      循着上一个“设计研究五”确定的方向，对电路细节作进一步完善，得到如下的设计草图4：

     

   

   

    一、相关的设计安排及计算

    1、容量测量模式下各量程的激励电流安排及计算

    上一节已计算出各个量程下采用脉宽固定、幅度逐级可变的恒流驱动电流安排。现在改用为脉宽逐级可变、幅度固定的恒流驱动，由于两者的脉冲周期相同（均是T＝0.5mS），因此，只需让这两种不同的驱动方法在充电脉宽结束那一时刻的电容电压相等即可。
    由恒流驱动下的电容电压计算公式Vc=SR*tc=Id*tc/C可知，因为电容容量C相同，因此，只需让两种不同驱动方法的Id*tc相等即可。因此有,  0.1u~9.9u量程需要使用10mA的固定驱动电流、1uS~99uS可变的脉宽（原为1~99mA幅度可变即SR＝1mA/0.5mS每级1mA、脉宽固定为10uS）。
   类似地，可得到：0.01u~0.99u量程需要使用1mA的固定驱动电流、1uS~99uS可变的脉宽，0.001u~0.099u量程需要使用0.1mA的固定驱动电流、1uS~99uS可变的脉宽，1u~99u量程需要使用100mA的固定驱动电流、1uS~99uS可变的脉宽。

   由于自动量程的切换，本ESR表容量测量功能的各量程实际工作方式为：
   0.001u~0.099u量程，使用0.1mA的固定驱动电流、1uS~100uS可变的脉宽（第100uS用于切换到高一档量程）
   0.10u~0.99u量程，使用1mA的固定驱动电流、1uS~100uS可变的脉宽（第100uS用于切换到高一档量程）
   1.0u~9.9u量程，使用10mA的固定驱动电流、1uS~100uS可变的脉宽（第100uS用于切换到高一档量程）
   10u~99u量程，使用100mA的固定驱动电流、1uS~100uS可变的脉宽（第100uS用于显示测量结果大于99u）
   
    这样，电路安排上还需增加一个0.1mA的恒流源，刚好用1块双运放能满足以上4档恒流的需求。现在的电路中，是由MCU以他所擅长的时间控制方式来制造分级激励效果的，运放的Vos所带来的不良影响，将会比原先的驱动方法小，因为他不会“贪污”掉初期几个激励脉冲。

    2、比较器参考电压信号的产生

   图中的U2B是作为比较器使用，他的负输入端处，接的是参考电压信号。在ESR测量模式，此处需要接波形为锯齿波的参考电压信号（即设计草图3的SR＝10mV/0.5mS的锯齿波），在电容容量测量模式，则需要接固定的DC电压（即设计草图3的Vref＝Vds+FS2=1300mV）。
   按道理，用模拟电路手段也能实现这样的需求：用原型机的锯齿波发生器电路来满足ESR测量模式需求，利用电源电压和电阻分压来获得电容容量测量模式所需的固定DC电压。但这样做会显得笨拙，而且参考DC电压被”固定死了“，缺乏柔性——后面的误差分析将表明，要想提高本机的电容测量精度，需要本机能够因应测试端子的寄生电阻情况，稍微改变这个参考DC电压。
  
   不使用上述纯模拟手段，可以有2种方法：一是用DAC产生这两种工作模式所需的参考电压信号，二是使用PWM方式。
   由于我们想尽量使用通用元器件，因此，这里重点研究PWM方式。我不玩MCU，没有接触过PWM。在了解PWM基本原理后，借助基础电路知识和Multisim软件尝试作一番如下的研究：

   （1）生成锯齿波所需的PWM波形

   为了生成所需的锯齿波，简单计算表明，如果要让PWM波形的周期、脉冲宽度合适（方便MCU生成及编程），那么，最佳的取值是SR＝12mV/0.5mS。要获得这个SR＝12mV/0.5mS的波形，需要生成周期为0.5mS、第1个脉冲宽度为1uS、第2个脉冲为2uS、以后每个脉冲宽度增加2uS的脉冲串波形——这是从0V起逐渐上升的锯齿波所需的PWM波形，如下图。

   

   如果不需要“从0V起作变化”，仅需要实现SR＝12mV/0.5mS，那么，还可以把PWM波形予以简化。可简化为周期为0.5mS、第1个脉冲宽度为2uS、以后每个脉冲宽度增加2uS的脉冲串波形，而我们的ESR表恰好不需要“从0V起作变化”。实际操作可使用的PWM波形如下：

   

   假如把上图中的PWM波形作修改，周期由T=0.5mS改为T＝0.25mS，脉冲宽度由依次的2uS、4uS、6uS、8uS的变化改为1uS、2uS、3uS、4uS的变化，那么，SR将变为SR＝24mV/0.5mS，这会令比较器正输入端处的FS2＝2400mV，他与电源电压3V之间仅有600mV的距离（扣除Vdc后仅有300mV的距离），留下的空间不足以供本机的测试端子“补偿”校准之用。

   假如把上图中的PWM波形，保持周期T=0.5mS不变，只是将脉冲宽度由依次的2uS、4uS、6uS、8uS的变化改为1uS、2uS、3uS、4uS的变化，那么，SR将变为SR＝6mV/0.5mS，这个SR值又偏低，白白浪费了电源电压所提供的动态空间，不利于比较器的工作。

    （2）生成Vref＝1500mV直流电压所需的PWM波形
   
      由于ESR测量模式所需的SR，已由10mV/0.5mS变为12mV/0.5mS。相应地，FS2由1000mV变成1200mV，即变成FS2＝1200mV。又由于ESR测量模式和容量测量模式共用同一个AC放大器，使用的是同一个FS2， 因此，容量测量模式需要的DC参考电压为Vref=Vdc+FS2=300mV+1200mV=1500mV。
     
　　要用PWM波生成这个DC电压就比较简单，因为电源电压是3V，只需MCU生成占空比为50%的方波即可。比如，由MCU生成周期为2uS、脉冲宽度为1uS的方波，或者是生成周期为4uS、脉冲宽度为2uS的方波。

     上一小节说到，为了提高容量测量的精度，需要微调Vref的DC电压。而要用PWM手段去微调这个电压，就没有那么简单。我对PWM不熟悉，也没有时间去深入研究如何实现这个微调。对于这个微调，我只能提供1个DC电压的目标值，实际工作主要靠MCU编程，就把这个当作是留给合作伙伴的一个作业吧。

    （3）PWM用的RC滤波器

    设计草图4的R21、C8构成简单的RC低通滤波器，用于把PWM输出波形平滑化。RC时间常数越大，平滑效果越好，但是，他会令到电压的建立（settling）时间延长。如果RC取值过大，会导致最终输出的电压波形SR小于目标值。我用很粗糙的手算方法，计得约取R21＝25k、C8＝0.01u时，是一个临界点。若小于此取值，则不会影响SR＝12mV/0.5mS的输出，若大于此值，则会产生影响。

    使用Multisim软件对这一部分PWM波形与RC滤波器的配合作仿真，得到结果如下：

   

    上图为RC取值明显大于临界值时的结果。可看出，RC取值过大，会影响SR，但主要是集中在初始阶段。

   

    上图为RC取值稍大于临界值时的结果。不影响到SR，斜线线条都较细，表明滤波效果好、纹波小。

   

    上图为RC取值稍小于临界值时的结果。不影响到SR，斜线线条稍变粗，表明滤波效果变差、纹波增大。

   

    上图为RC取值明显小于临界值时的结果。不影响到SR，斜线线条变粗了很多，表明滤波效果甚差、纹波相当大。

    因此，设计草图4中，最终取为R21＝47k、C8=0.01u。

    另外，设计草图4中PWM端口旁边的Dch-2端口，是MCU内部MOS管以开漏方式工作，主要供ESR测量模式使用，用于泄放掉C8上的电荷（“开漏方式L电平”有效）。若不使用时（比如容量测量模式），则把此Dch-2端口设置成“开漏方式H电平”。
　  

    3、AC放大器的增益配合

    比较器的参数设置好后，需要AC放大器在增益上来予以配合，即是需设置成名义上的Av=12（即12倍放大）。为了弥补前面电路上的信号损耗和作CAL校准，还需要将AC放大器的增益做成调节。

    为此，把AC放大器自身电路的增益安排为AV＝14，再在他与比较器之间插入一个含有VR1的衰减器，以这种方式来得到“名义”上的Av=12。衰减器的衰减比例做成可微调，是用于作CAL校准。在ESR模式下，利用这个VR1微调电阻作CAL校准后，就可以完成全机的硬件CAL校准。因为这个VR1控制了到达比较器U2B正输入端处的有效输入信号幅度，而对于比较器的工作来说，不管ESR模式还是容量测量模式，都是要求这里的有效输入信号幅度须符合FS2＝1200mV的要求。

    容量测量功能需要用到的Vdc＝300mV这个参数，是由R14、R15从3V电源电压分压得到的。为了避免在调节VR1过程中，改变了Vdc这个对容量测量准确度有影响的参数，为此，设计草图4中安排了C7这只隔直电容，令到VR1的调节仅是对有效输入信号起作用。

    4、保护电路

    原型机的保护功能较弱，其套件手册称，如果用户需要增强保护能力，可将原型机电路的D3、D4两只1N4002二极管更换为电流规格更大的1N54XX，云云。实际上，即使是换上1N54XX，也承受不住误测带300V高压电的大电解时的考验。

    在设计草图4中，我们直接把上一轮的研究成果搬移过来。因此，需要使用PPTC（自恢复保险丝）、TVS（瞬态抑制二极管）和SCR（单向可控硅）。上一轮的研究试验已表明，此保护电路能承受住误测300V高压电的大电解的考验（见下面帖子的635楼）：


http://www.crystalradio.cn/forum.php?mod=viewthread&tid=2065408&extra=&page=43


    二、还有待研究的项目

    因篇幅限制（实情是本人精力有限），先写到这里。有些项目需留待后面再研究，包括：

    1、电池内阻测量功能的实现

    2、保护电路的优化（令其所用器件更通用）

    3、电容容量测量功能的误差分析


（待续）

holts

小鬼头 发表于 2024-1-10 16:45
脉冲式数字ESR表（带薄膜电容容量、电池内阻测量功能）的设计研究六

不错，支持

abbey_tom

试验板，
单片机初步选定F030K6T6

飞翔的空灵

啥时候出套件？

abbey_tom

飞翔的空灵 发表于 2024-1-16 16:50
啥时候出套件？

感觉感兴趣的不多，
大概也就是DIY自己玩玩吧。

tl50znz

abbey_tom 发表于 2024-1-16 16:59
感觉感兴趣的不多，
大概也就是DIY自己玩玩吧。

我一电子小白都很感兴趣，觉得神奇。

taotaoliu199

abbey_tom 发表于 2024-1-16 16:59
感觉感兴趣的不多，
大概也就是DIY自己玩玩吧。

天天关注中，支持早日成功，期待

wfm324

期待早日成功