脉冲式数字ESR表的分析与设计（合作帖续篇）

小鬼头

脉冲式数字ESR表的分析与设计（合作帖续篇）

小鬼头      2023年12月21日



    本帖是如下《合作设计基于mcu的数字式电容ESR表 》帖子的延续（延续的起点见该帖子的676楼）：

    http://www.crystalradio.cn/forum.php?mod=viewthread&tid=2065408&extra=&page=46

    之所以要发新帖，是因为：

     1、合作设计已完全放弃了原帖子的方案。原帖采用的是正弦波激励、AC电压检出的路线，模拟电路过于复杂，而且对相关元件参数的宽容度差，现在决定改为采用脉冲激励、DC电压检出的新路线。新路线易于发挥MCU的优势，可令整机电路得到明显精简。

    2、原帖子已叠起高楼，不方便看帖者阅读和翻查。

    3、本人对参考用的外国数字式ESR表原理基本已吃透，并在此基础上进行的设计研究取得明显进展，有信心能设计出达到原定合作目标的数字式ESR表电路。用新的帖子来专门覆盖新的设计，会比较合适。


    一、所参考的外国数字式ESR表情况

   1、 所参考的外国数字式ESR表电路图如下：




    2、该外国ESR表的基本工作原理英文解说及翻译，是网友taotaoliu199贴出的：

http://www.crystalradio.cn/forum.php?mod=viewthread&tid=2106940&extra=page%3D2






   3、更详细的原机英文资料，可在以下网址下载得到：

https://evbesrmeter.pt/k7214_mk2.pdf

   4、该外国ESR表成品机外观图如下：






    二、合作设计的脉冲式ESR表的预期性能(目标）

    根据目前的研究进展，预期合作设计的脉冲式ESR表具备如下特点：

     1、ESR测量功能。

      即是可测电解电容的ESR，最小显示0.01Ω，最大显示99Ω，用于维修时通过测量对电解电容的好坏作出判断

      ESR分3个量程，量程一为0.01Ω~0.99Ω，量程二为1.0Ω~9.9Ω，量程三为10Ω~99Ω。

     2、CAP测量功能

     即是可测薄膜电容容量，最小显示0.001u，最大显示99u，用于维修时通过测量对薄膜电容的好坏作出判断

     容量测量分4个量程，量程一为0.001u~0.099u，量程二0.10u~0.99u，量程三为1.0u~9.9u，量程四为10u~99u。

     3、RES测量功能

     即是可测电压在90V以内的电池内阻（以及普通电阻），最小显示0.001Ω，最大显示99Ω

     电池内阻(电阻)测量分4个量程，量程一为0.001Ω~0.099Ω，量程二0.10Ω~0.99Ω，量程三为1.0Ω~9.9Ω，量程四为10Ω~99Ω。

    注：由于本脉冲式ESR表采用双线测量，会受接触电阻的明显影响，因此，测量低阻时精度有限。

     4、ESR、CAP、RES三项测量功能均为自动切换量程

     5、ESR和容量CAP测量均具备“在路测量”能力。

    即是，只要关掉电源，无需把待测电容从PCB上拆下来就可以进行测试。

    其中ESR部分，激励信号电平不超过200mV，因此，不受PN结影响。容量测量部分，当用他测量电风扇的1.2u启动用薄膜电容时，受并联的电机绕组DC电阻（约600多Ω）影响而带来的误差预计不超过10%，具备实用性。

     6、具备足够的耐操度，其自我保护能力大致与本人设计的指针式ESR表持平。

    即是，误测储有300V电的大电解、甚至是300V的DC电源，此脉冲式ESR表也不损坏。

小鬼头

luosifu 发表于 2024-2-4 13:45
此类技术贴，能否生成PDF格式文件（包括楼主的讲解、技术讨论，实验改进，连同所有坛友的各种回复，甚至像 ...

建议你给你的电脑（或手机）安装一个PDF打印机。在你用浏览器打开帖子后，使用PDF打印机把帖子内容保存为PDF文件。这只能一页一页地保存，或许有更好的办法，但我觉得还行。

我就是这么做的，以此来代替我以往的手工笔记。

而我上次设计指针式esr表，则刚好是反过来。即是，先做的是笔记底稿，后遇到《无线电》杂志编辑约稿，才把笔记整理并发表出来，成为杂志上一篇指针式esr表设计制作的专题文章——专题文章见下面链接：

http://www.crystalradio.cn/forum.php?mod=viewthread&tid=148682

小鬼头

icespirit 发表于 2024-1-2 13:57
看起来，这个软件代码才是关键吧

软件代码（软件编程）不是关键。对电路的原理及其运作过程的认识，才是关键。

没有原机的软件代码，可以在吃透电路原理后，自行编写出来。这也是目前我们正在做的，因为原机的代码我们找不到。

如果仅是有软件代码，不理解其中的原理，只要是把电路稍为改变一下（比如我上面的电路，已改为3V供电），可能就会出问题。

taotaoliu199

holts 发表于 2024-6-11 08:26
没这么快，才刚开始焊，还有软件编程，慢慢来。

画了两种板，基本确定先做单片运放的板。

esr表怎么样了，程序完善了没有？

nop

小鬼头 发表于 2024-4-10 17:31
脉冲式数字ESR表（带薄膜电容容量、电池内阻测量功能）的设计研究十一

    本节研究ESR表设计上的剩 ...

等待高手定型出pcb

icespirit

小鬼头 发表于 2024-4-10 17:31
脉冲式数字ESR表（带薄膜电容容量、电池内阻测量功能）的设计研究十一

    本节研究ESR表设计上的剩 ...

支持大佬，期待

daw85

abbey_tom 发表于 2024-2-15 09:43
关于LDO芯片，
3V的比3.3V似乎要少
我现在用的是ME6206A30M3G

我用的CJ6101A30M，JLC买的，上面显示最大输入电压6V，但Datasheet里面又说可以到8伏。6伏，8伏我都没试过，我直接前面接了个7805

holts

abbey_tom 发表于 2024-2-15 09:43
关于LDO芯片，
3V的比3.3V似乎要少
我现在用的是ME6206A30M3G

直接用这种，行不 ？

abbey_tom

小鬼头 发表于 2024-2-14 09:51
1、原型机是使用一只68欧电阻来进行全部量程的cal校准的。

2、我们机子也打算采用原型机这种方法。也 ...

关于LDO芯片，
3V的比3.3V似乎要少
我现在用的是ME6206A30M3G
最大电流标称250mA
有否推荐更适用的芯片？

jforu

小鬼头 发表于 2024-2-9 10:40
根据近2周的仿真研究，我打算：

1、完全不依靠ADC，也不依靠DAC。

PY32F002A, PY32002B 国产M0+ MCU, 带2个比较器, 0.5~0.6元左右(TSSOP20), 带ADC, 只是性能是不如AIR32F103

abbey_tom

小鬼头 发表于 2024-2-8 23:49
这是机子工作正常的表现。如果测得的电压（或相应的计数值）低于300mV，才是不正常。

这是因为，送 ...

流程似乎比那个国外机要复杂些，
那个流程是直接计脉冲个数就是结果。
现在的计数方式
恐怕用昨天您贴的这些逻辑电路难以实现.

按您现在的这种流程，
我看cal硬件（是1K的那个电位器吧）也可以省去。
从软件的角度，
无论是增益还是偏移
包括增益加偏移都可以校正的。

另外，根据我的初步试验情况，
PWM和比较器可以省去，
直接用ADC就行。

小鬼头

下面，先把之前写的有关外国数字ESR表电路原理分析的内容贴过来

大唐十八子

能够在线测量是我最看好的功能

小鬼头

676楼的外国数字式电容ESR表电路原理分析之一


一、测量模型

如下图。由一个脉冲式的恒流源作驱动，图中的R代表的被测电容C的ESR，Id是驱动源的恒流值。ESR表测量时，检出的信号是Vo。




二、测量原理分析

1、先看纯电容C被恒流源驱动时的情形

如下图的中间波形。由于是恒流驱动，电容C两端电压会随着时间的增长而线性上升。这时电容电压Vc的上升速率为SR＝Id/C，其中Id是驱动电流，C是电容容量，SR的计算单位是V/S（以伏/秒为单位）。



因为是由时间长度为t的脉冲电流驱动，所以，经过t秒后，电容Vc在到达t秒那一时刻，他的电压上升为Vc=SR*t。

2、电容的ESR可看作是纯电阻R，因此，他产生的压降为Vr=Id*R.

3、检出的电压Vo是Vr与Vc的线性叠加——（不是矢量叠加，我在那个帖子曾称为检出的是“矢量和”并不正确）。因此有

Vo=Vr+Vc=Id*R+SR*t

4、当电容容量C足够大、充电时长t足够短时，SR*t这一项可以忽略，这时近似有：ESR＝R＝Vo/Id。由于Id是已知且固定的，因此，只要检出Vo，就可以通过线性转换得到ESR的测量结果。这正是此外国ESR表的测量基本原理

5、类似地，当电容容量C足够小、充电时长t足够长、ESR足够小时（测量薄膜电容时可符合这一条件），SR*t这一项将在Vo中占主导地位，Id*R这一项可忽略。因此近似有 C＝Id/SR=Id*t/Vo。这个式子表明，采用同一个测量模型（使用目前电路）再加上MCU能作除法运算，则可以增加一项功能，即能测出”电容的容量C。

以上的手工分析见下图：

小鬼头

676楼的外国数字式电容ESR表电路原理分析之二


    三、与指针式ESR表测量原理的对比

    1、指针式ESR表测量模型

    指针式ESR表测量模型如下图。





    由频率为f的正弦波AC电流源驱动。检出的电压Vo是AC电压，因此，他是Vc与Vr两个AC电压的矢量叠加（即矢量和），存在着开平方与取平方根的关系，见下图（而外国ESR表的测量模型是在时域内工作，检出的Vo是DC电压，所以，Vo是Vc与Vr两个DC电压的线性的简单叠加）。


   

   2、指针式ESR表测量原理

     简单分析如下图



    由分析可知：

    （1）当Vc足够小（即电容容量C足够大、测试频率f足够高时）时，近似有：ESR＝R＝Vo/Id。这个近似式与外国ESR表相同，这也是指针式ESR表测量的基本关系式。

    （2）当Vr明显小于Vc时（需要让ESR足够小、测试频率足够低、待测电容的容量不至于太大），近似有：Xc＝Vo/Id。由Xc计算公式Xc=1/(2*pi*f)可知，C＝Id/（Vo*2*pi*f）。这表明：一是指针式ESR表具有测量容量的能力（适合于测薄膜电容）。二是测量关系式与外国ESR表甚为接近。若把外国ESR表此情形时的电容容量测量关系式 C＝Id*t/Vo中的t视为是1/f，则两块表的测量关系式仅相差了一个2*pi的常数。

    （3）根据以上两项，从整体上来看，把外国ESR表视为采用与指针式ESR表相同的“容抗法”是没有问题的。

    （4）测量容量时，由于ESR引致的误差，指针式ESR表在理论上会更小（比线性叠加关系的数字式ESR表小）。但实际制作中，指针式ESR表不方便改变测试频率，而数字式ESR表则可以通过改变脉冲宽度来扭转这一局面。


    四、两种ESR表测量模型有关检出电压Vo的简单仿真验证

   1、外国ESR表的检出电压Vo

   用Multisim的瞬态仿真功能得到如下结果。可看出，Vo是Vc与Vr两个DC电压的线性叠加，即Vo=Vr+Vc.



   2、指针式ESR表的检出电压Vo

   用Multisim的交互仿真功能得到如下结果。可看出，Vo是Vc与Vr两个AC电压的矢量叠加，即Vo=sqt(Vr^2+Vc^2).




(待续）

小鬼头

本帖最后由 小鬼头 于 2023-12-6 17:34 编辑


676楼的外国数字式电容ESR表电路原理分析之三
   

     五、利用MCU计数器获得ESR阻值读数的原理

   这款外国数字ESR表，通过采用脉冲激励检出DC电压的方法（注：这个检出电压是周期性获取的，实际输出到比较器的是脉冲串形式的AC电压波形，因此，可以使用AC放大器进行放大），避开了AC/DC转换的麻烦，让电路得以简化。另一方面，他还采用这里要分析的方法，只需使用MCU最擅长的计数器功能，而不需使用ADC芯片，就能得到测量结果数值（ESR值）。

    其具体方法总体上是：启动计数器计算检出电压波形的脉冲个数，同时利用Vref随测试时间渐变的电压比较器，与检出电压进行比较；一旦检出电压低于Vref电压，比较器的输出状态出现翻转，MCU即时停止计数，并将计数的结果作为ESR值作显示。

    下面用画出波形图的方法来进行分析。

     1、比较器的输入波形1（检出电压的波形）

     比较器获得的检出电压Vo波形，是持续的一连串极接近方波的脉冲串波形，如下图。



     在这款外国ESR表中，一个周期里有T＝tc+td，tc是恒流源驱动的充电时长8uS，td是放电时长492uS。因此，一个周期为0.5mS。

    这个波形的脉冲幅度为Vo，即前面683楼的检出电压Vo。为方便理解，先假定ESR＝100欧姆时的检出电压为Vo＝1000mV——如果不符合，可通过合理设置AC放大器的放大倍数令其符合。


    2、比较器的输入波形2（渐变的Vref波形/锯齿波波形）

     比较器另一个输入信号是Vref，他的电压幅度渐变的，即是随时间线性增长。这可以用电流为I的恒流源驱动容量为C的电容来获得，其电压上升的速率为SR＝I/C。此款ESR表设定为SR＝10mV/0.5mS。



    由这个SR值可计得，从启动开始，经过4*0.5mS后，Vref上升为4*10mV＝40mV。类似地有，经过50*0.5mS后，Vref上升为500mV；经过100*0.5mS后，Vref上升为1000mV。

    3、比较器的工作波形

如下图。




    图上方画出了检出电压Vo的脉冲串波形，以及用虚线表示的锯齿波Vre波形。图下方则画出了比较器的输出电压波形，可见到，在Vo电压幅度刚好低于Vref那一时刻，比较器的输出状态产生翻转，由H变为L。

      从启动时刻的0秒起，MCU开始计数，到达这个比较器翻转时共耗用的时间为t。而在比较器翻转的同时，MCU停止计数。在t这段时间里，计数器的累计数值将与Vo的电压幅值对应了起来————只要令Vo幅值合适（通过调整AC放大器的增益），就可以把计数器的结果作为ESR值进行显示。

     其对应关系大致如下图：




     六、原机电路比较器部分的实际运作分析

    1、之前的分析

    在676楼给出的那个帖子7楼，我从电路运作角度进行过分析，现转录过来（稍修改原来明显有误的地方）：

http://www.crystalradio.cn/forum.php?mod=viewthread&tid=2106940&extra=page%3D2




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p27引脚控制锯齿波发生器电路，以SR=I/C的电压速率产生随时间而线性上升的斜坡波形。其电压通过p33输送给比较器，与p31的电压进行比较。

p31检测的电压近似为esr*Ic（经过放大后的），Ic是mcu控制选择的固定恒流充电电流。这个电流分3档，分别对应3个测试量程（实际上是控制led数码管的小数点显示位置）。

单次测量过程是：

1、mcu控制开启恒流源，以固定电流给被测电容充电。这个充电是周期性的，一个周期里充电数us，放电（大电流放电）数百us。这样一来，无论经过多少个周期，电容两端的电压，纯电容部分的升压很少（因为仅充电数us），与esr压降相比，基本可以忽略（电容容量太小时则不能忽略，见后述）。

2、mcu在开启恒流源进行充电的同时，也开启锯齿波的产生。

3、mcu通过比较器监测p31、p33的电压，同时开启内部计数器（计算第1项的恒流充电的周期数）。当监测到p33的电压升高至高于p31电压时，比较器翻转，就停止计数，把这个计数结果作为esr数值直接显示在led数码管上，并让计数器和锯齿波电路复位，以准备下一次测量。

4、如果在第3步过程中，计数器的计数超过某个值，还没出现比较器的翻转，那么，mcu就控制改换恒流充电电流，再重新作测量。这也是此电路的自动切换量程的操作。

从整个电路的esr检出方式来看，他在本质上，与指针表esr一样，基本同属于容抗法。因此，将会呈现出指针式esr表的测量特点：当电容容量足够大时，测到的是esr，容量足够小时，测到的是容抗。

这个电路设计比较聪明，运用了类似icl7106双斜积分ad的方法，无需使用专门的AD器件，就能获得普通电路所需的电压测量功能。

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    2、相关的AC放大器分析

   此机Q7、Q8构成一个约20倍的AC放大器。其输入采用AC耦合，输出采用DC耦合。

    （1）此放大器设有微调电阻VR2，用于调整增益，以获得前面所述的合适Vo幅度。此为gain校准（增益校准）。

    （2）由于此AC放大器的输出端有固定的DC电压（不能为零电位，否则电路不能正常工作），即offset电压/偏移电压，因此，比较器输入端信号总是叠加了有这个DC电压，与前面分析内容并不吻合。但可以通过MCU软件的方式予以扣除（舍弃初期的若干个计数）的方式，让其与前面分析内容相一致。实际电路中，是通过S1这个ON/OFF/ZERO多功能键来执法此项校准。此为offset校准（偏移校准）。

     实际上，执行此校准时，还把测试端子附带的引线、接触电阻一并扣除掉，实现了“调零”，因此，原机用ZERO（归零校准）来作按键的功能标示。

小鬼头

676楼的外国数字式电容ESR表电路原理分析之四


     在此，先对前面分析三的疏漏作出更正。

      分析三的第3张图（即下图），相关表述不准确。此图中画出的比较器输出波形，其实只是MCU“看到”的波形。



     比较器的实际输出波形，应为下图上方的样子。由于MCU是在充电脉冲结束、放电即将开始那一瞬间（即图上方的多个小箭头所指），对比较器的输出状态进行检测的，其他时间里MCU被遮住了眼睛，因此，MCU“看到”的波形是本图下方的样子。下方的波形，可视作为经MCU“处理”后的比较器输出等效波形。




     七、基本测量模型的误差分析

    1、电容容量（容抗）带来的误差影响

     由分析一可知，测量原理的Vo检出电压关系式是：Vo=Id*t/C+Id*ESR。此式两边除以Id，可得到检出的总阻抗是Rt=t/C+ESR。
     此式表明，本仪表实际检测出来的阻值，包含有电容的“容抗”t/C。电容容量越小，这个容抗就越大，由此带来的测量误差就越大。由于此表设定充电脉冲宽度为t=8uS，因此，对于容量为1u的电容来说，他的“容抗”为8Ω。也就是说，在理论上，本仪表测量1u电容时，他测出来的ESR值总是比真实值高出8Ω。类似地，测10u电容测得的ESR值总是比真实值高出0.8Ω，测100u电容测得的ESR值总是比真实值高出0.08Ω。
     以上是考虑电容容量（容抗）带来的误差影响。下面，再研究一下电容的等效串联电感ESL带来的误差影响
   
    2、电容的等效串联电感ESL带来的误差影响

    由电路知识可知，用一个脉冲驱动一个电感，他将在脉冲的上升沿和下降沿激发出一个尖峰电压。如下图

   

   再用仿真软件看一看加入了ESL后的测量模型检出电压Vo的情况。如下图



   可看到，在我们MCU检测比较器输出状态时的那一瞬间附近，出现了一个向下的电压尖峰。这个尖峰往往是呈阻尼衰减的，其尖峰幅度是由电感量、脉冲下降沿的陡峭度（下降沿时间tf）、电感的Q值等一系列因素决定的，计算起来可不容易。但幸运的是，MCU是在尖峰出现之前那一刻进行检测的，因此，这个尖峰不会给测量带来实际影响。退一步来说，纵使有影响，我们可以让MCU将检测时间稍稍提前一些，这样，就能让其影响变为零。

  综上所述，ESL带来的误差为零，不会给测量结果造成影响。

   八、充电脉宽参数的设定及其影响
   
   这块外国数字式ESR表，将充电脉宽设为tc=8us，是综合考虑的结果。

   1、现在充电脉宽为8uS，对AC放大器、比较器速度性能所提出的要求，大致上等同于周期为16uS、即频率为62.5kHz的方波信号。如果将tc时间缩短，就会对AC放大器、比较器的速度性能提出更高的要求。

   2、如果将tc时间延长，就会相应增加前面所述的“容抗”所带来的影响，令ESR表的适用范围变小。

    根据我常用的普通电解ESR值参考极限值表，1u电解的极限参考值是50Ω（50u是20Ω，100u是10Ω），现在tc=8us的设定下，实际测量结果所附带的8Ω误差值，已离这个极限值不远，但属于尚可使用。因此：
     （1）tc=8us的设定下，决定了此表仅适用于检测容量为1u以上的电解。
     （2）tc的时长不宜再增加，否则，在检测小容量电解（好坏）时，容易造成误判。

小鬼头

676楼的外国数字式电容ESR表电路原理分析之五



    九、其他重要电路参数的设定与影响

    1、恒流充电电流

    本机共设3档ESR测量量程，由MCU控制切换恒流源来得到。分别是：

    （1）0.01Ω~0.99Ω量程。使用50mA的恒流电流来进行激励
    （2）0.1Ω~9.9Ω量程。恒流电流为5mA。
    （3）1Ω~99Ω。恒流电流为0.5mA。

    这3档量程不论是哪一档量程，当电容的ESR被恒流电流激励时，ESR上的压降（即灌出的测试信号幅度）最大仅为50mV，这个测试信号的幅度远低于PN结的导通电压，因此，能充分满足“在路测试（不需将电容从PCB上拆下即可进行测试）”的要求。

    若将上述3档的测试恒流电流适当增大（比如分别改为100mA、10mA、1mA），也是能够满足“在路测试”的要求，而且，可以让AC放大器的承担放大任务减轻（放大倍数相应减小）。但这样一来，对电源提出更高的要求，测试时这一部分的耗电也相应增大。

   
   2、锯齿波电压的上升速率SR

    本机设定为SR=10mV/0.5mS。

    因为一个档位的量程有100个计数，因此，锯齿波电压的幅度最小为100*10mV＝1V。由于AC放大器的DC输出offset电压约为1V，这个电压将与检出电压Vo叠加在一起送往比较器。所以，未计其他需要作offset校准补偿的因素，仅这一项，锯齿波电压的幅度还需要提高，至少为2V。
    由于电源电压是5V，这样安排的SR速率，已利用了电源电压所提供的至少40%的动态范围。
    若将SR提高，则容易令锯齿波电压超出动态范围，导致工作不正常。如果将SR降低，则不利于比较器的工作。

    实际电路中，由于元件值的偏差，SR并不会精确等于10mV/0.5mS的目标值。上面的恒流充电电流也一样，总是与目标值有偏离。这里的误差属于gain（增益）误差，可通过微调AC放大器的放大倍数来予以矫正。后面的研究将对此作进一步分析。


   3、AC放大器的放大倍数

   在设定好锯齿波电压的上升速率SR、各档的恒流充电电流值之后，根据比较器的工作要求，AC放大器的放大倍数的设定目标值自然就是20倍放大，即AC gain=20X.

    也由于前述的其他2项重要参数及前端电路的“增益”总是有偏差，因此，把AC放大器的放大倍数设计成可以进行微调，以便作gain（增益）校正。另外，从本机的整体电路看，也是在这里设gain（增益）校准相对较为方便——把SR改成可微调也能获得类似的效果（我们重新设计数字式ESR表时可在此作文章）。



    4、充电脉冲周期

    本机的充电脉冲周期设为T＝tc+td＝0.5mS，其中，充电脉冲宽度为tc＝8uS，一个周期内的放电时长是td＝492uS。

    这个周期的设定，与本机测量读数的刷新率（或者称每秒钟的测量/读取结果的次数）密切相关。

    由于本机有3档量程，最大的测量读数是99Ω，量程采用自动切换方式。当测量99Ω时，需要跨越3个量程。前面切换的2个量程最小要计100个脉冲数，转换为时间是100*0.5mS=50mS。这种测量显示99Ω结果时，最少要耗用2*50mS+99*0.5mS,即近似为150mS。而这还是没有考虑机子需要作offset校准时的耗时。

    由前面可知，扣除offset误差部分（至少1V的DC电压），至少要增大1倍的测量耗时，因此，测量测量99Ω时，其总耗时约为300mS，即刷新率约为3.3次/秒，这与采用ICL7106芯片的常见数字万用表相近。

    可见，若把充电脉冲周期设得过长，将会降低本机测量读数的刷新率。若把充电脉冲周期设得过短，则会增大机子的耗电（测量充电脉冲的占空比增大），对电路其他方面的性能提出了更高要求。

   
(未完待续）

bg8ux

看不懂的人表示啥时候出成品啊？

Jambalaya

还是单打独斗比较好，一人做事一人当有效率。商用LCR会越来越便宜，但商用应该不会涉险去趟在线上电状态电解测ESR，所以这个才是敌爱歪的选择。

ucmic

期待已久，终于看到希望了，要是能出成品就好了

hawk202211

为大师的努力钻研点赞，功夫不负有心人，相信很快有佳作出品。

washu

楼主还是从善如流将其称之为脉冲法了

syb888

很是期待！

wfm324

期待早日完成设计