探索灵敏度极限1: 磁棒天线Q值大比拼+通用快速Q值测量法

taotao137

Edmon 发表于 2025-4-15 10:28
我还是倾向于从噪声的本质——电压——来解释它，而不是等效为噪声电流绕一圈再绕回来。信号源的电抗L和 ...

我倾向于电流解释因为我更习惯用TIA的一套电路分析逻辑（科研中经常用到），我也知道输入电容是高频噪声的大忌。你说的改进部分我完全同意，目前这个方案的主要问题就是外加负反馈下的自激振荡，后级加负反馈存粹时图省事，看看原理上是不是工作。空气电容是在实验室的电子垃圾里拾出来的，油污肯定是没清干净的

taotao137

Edmon 发表于 2025-4-15 10:33
这自举如何降低输入电容我实在想不通，能否指导一二？

我最初对于这些管子也没谱，所以前一阵子统一测 ...

你可以把用运放的角度思考这个问题，G是运放的同向输入，S是反向输入，负反馈反馈回S把JFET的差模输入电容Ciss变成了共模输入电容。

taotao137

longshort 发表于 2025-4-15 10:05
看明白了，您的實驗是有限帶寬下的噪聲測試，與edmon大師描述的結構有一些區別，不過不妨礙理解。

這 ...

谢谢评论，您说的没错，我起初加可调电容的目的是想改变谐振频率用非常少的负反馈提供有限的带宽。不过目前这个电路反馈量太难控制（增益太大），基本上处于宽带放大的反馈量。

taotao137

Edmon 发表于 2025-4-15 10:33
这自举如何降低输入电容我实在想不通，能否指导一二？

我最初对于这些管子也没谱，所以前一阵子统一测 ...

谢谢你的测试的信息，我六七年前在香港读博的时候还能在本地的RS electronics上买到BF862，似乎过了不到一年就停产了。后来去了美国，疫情时半导体大短缺，去Mouser上连个直插的2N3904都买不到，不过还能买到CPH3910，可见JFET确实没啥人用了。不过你的测试还漏了Mouser上的一个管子：InterFET的IF3601，噪声0.36nV/rtHz不过输入电容惊人。上次买3557时看着邮费肉疼就买了一个不过还没测试。

Edmon

taotao137 发表于 2025-4-15 11:20
你可以把用运放的角度思考这个问题，G是运放的同向输入，S是反向输入，负反馈反馈回S把JFET的差模输入电 ...

对于理想运放我是明白的，但在这里我还是想不通，做了个简单的仿真可以看到确实是说不通



各种参数我尽量用了你电路里的。FET和BJT用一个跨导来model，跨导也是尽量取了比较现实的数值。为了排除米勒电容的干扰我就没连C3和C5，所以输入电容纯粹是由Cgs贡献的。(如果把米勒电容算上，那么这两个曲线几乎就完全重合了，因为放大倍数米勒电容实在太大）
用了bootstrap反馈的带宽更窄，也就是说输入电容反而更大。

究其原因主要是实际电路的参数远远构不成理想运放近似，不能用理想运放的直觉去想。只有大幅调高放大倍数，比如把FET的跨导提高个几十倍，或者把FET的负载R4换成恒流源，才能看出一些Cgs电容贡献减小的效果。然后考虑到Cgd造成的弥勒电容，输入电容又上天了，恒流源还得再串上个cascode。。。

这也是我为什么之前一直说这个电路的噪声最好从更根本原理出发来讨论，因为我们面对的不是一个能用理想运放近似model的TIA，而是一个很具体的现实电路。从原理出发，可以减少这种因为用了理想近似而得出相反结论的情况。

Edmon

taotao137 发表于 2025-4-15 11:49
谢谢你的测试的信息，我六七年前在香港读博的时候还能在本地的RS electronics上买到BF862，似乎过了不到 ...

3601输入电容太大了不方便用在高频，我觉得测3601是花冤枉钱就没买233
毕竟并联10个2SK3557噪声和电容就都比3601强了，还便宜个几十倍。

taotao137

Edmon 发表于 2025-4-15 21:04
对于理想运放我是明白的，但在这里我还是想不通，做了个简单的仿真可以看到确实是说不通

谢谢你的仿真测试，我没有太看懂你的G2的连接方式是如何代替一个BJT的。我自己也用LTSpice仿真了一下，JFET用跟你一样的参数不过直接使用2n3906进行仿真，直流工作点应该是一致的。不过因为我只关心MHz附近的输入电容，我把源电阻提到了10k：
101：1 负反馈：

101:1

11:1 负反馈：

11:1

可见只要把负反馈加深一点是可以显著降低输入电容的。不过你说的没错，现在101倍的放大并没有改善输入电容。

MT4S301

两位可以用弥勒效应简单算Ciss
从JFET门到源的电压倍数在0～1之间（等效为共漏电路）
算出这个增益 代入弥勒效应公式即可由Ciss求得门端等效Cshunt
再加上Crss就是总Cin啦

taotao137

Edmon 发表于 2025-4-15 21:07
3601输入电容太大了不方便用在高频，我觉得测3601是花冤枉钱就没买233
毕竟并联10个2SK3557噪声和电容就 ...

不能说3601是完全的一无是处，毕竟这个指标是在Id=5 mA得到的，十个3557的电老虎分分钟就把电池干没电了

taotao137

MT4S301 发表于 2025-4-15 23:09
两位可以用弥勒效应简单算Ciss
从JFET门到源的电压倍数在0～1之间（等效为共漏电路）
算出这个增益 代 ...

这也是我用2n3906复合管的原因，毕竟漏极负载是只有几百欧的hie，电压波动也会比较小。

MT4S301

taotao137 发表于 2025-4-15 11:17
我倾向于电流解释因为我更习惯用TIA的一套电路分析逻辑（科研中经常用到），我也知道输入电容是高频噪声 ...

感觉您的电路跟TIA不沾边，反馈网路与输出量并联与输入量串联，典型的压控电压源…
若从源极输入信号才算TIA

taotao137

MT4S301 发表于 2025-4-15 23:15
感觉您的电路跟TIA不沾边，反馈网路与输出量并联与输入量串联，典型的压控电压源…
若从源极输入信号才 ...

我说的TIA是指线圈的负反馈，跟电路里的负反馈是两个东西，具体的分析前面的回复里应该已经写清楚了。

MT4S301

taotao137 发表于 2025-4-15 23:13
这也是我用2n3906复合管的原因，毕竟漏极负载是只有几百欧的hie，电压波动也会比较小。

您这就说到我不同意的点上啦

3906是中功率管（200mA电流+封进TO92能承受625mW的die）hfe较低（导致您说的hie低）作为P型器件高频性能固然不佳

说完器件说电路 这个电路本质还是cascade（3906作第二级）
因为3906根本不是低噪器件.我们需要初级FET产生显著电压增益以降低次级对电路输出噪声贡献。这意味FET漏级阻抗高些好。。。

编辑了 没注意您采用低偏置高gm/id路线

taotao137

MT4S301 发表于 2025-4-15 23:33
您这就说到我不同意的点上啦

3906是中功率管（200mA电流+封进TO92能承受625mW的die）同时hfe较低 ...

见笑了，我不是分立器件专家
你说的改进我都同意，不过我只是设计一个MHz的放大器，我怀疑cascode到底能带来多大提升。对于漏极电阻的问题，我不清楚电压放大倍数有多大关系。2N3906的本质是电流放大，是把3557的跨导提高几十倍提升环路增益做负反馈放大，如果要计算3906对噪声的贡献的话应该是电压噪声除以hie加上电流噪声得到的值再除以3557的跨导。按1k的hie算，3nV的3906输入电流噪声贡献了0.3nV的等效输入电压噪声，1pA的3906输入电流噪声贡献了0.1nV的等效输入电压噪声，并不是很夸张。

Edmon

taotao137 发表于 2025-4-15 22:55
谢谢你的仿真测试，我没有太看懂你的G2的连接方式是如何代替一个BJT的。我自己也用LTSpice仿真了一下， ...

抱歉抱歉我把电路里的BJT看成了跟随器，所以画错成那样了。改正后确实好不少。确实开环增益不够的问题可以通过增加反馈来简单的解决，作为LNA本来也不需要太大的放大倍数。这样一来这个电路能实用不少，加上cascode再多并联几个JFET，有望能大幅改善短波拉杆天线的放大。多谢你提供Janasek的这个电路，我老早之前看过不过给忘了。