探索灵敏度极限1: 磁棒天线Q值大比拼+通用快速Q值测量法

Edmon · 发表于 2025-4-2 08:22:58

longshort 发表于 2025-4-2 07:58
几毫米直徑到10mm直徑的磁環一般都適合，miu值2000左右的最好。驅動二極管環形混頻器實際上并不需要很大 ...

所谓的“推动”得量化一下才能讨论，二极管的导通本来就是连续的，Lo power多大都能混频，但Lo power太小的话混频损耗大，P1dB(IP3)低。对于二极管混频器，它的P1dB几乎就是本振的功率，IP3又约等于P1dB+10，所以哪怕是20dBm的IP3~10dBm的P1dB也需要10dBm左右的本振功率，也就是2Vpp@50Ohm。这个已经是有点挑战性了，需要加一级buffer，因为单个晶体管组成的振荡器自己虽能出这个电压但在这个电压下带不动50Ohm负载。

而且本振电压越大辐射就越大，在简易的电路里越容易出现各种干扰啸叫，所以很多集成块都专门强调自己只需要0.2V的本振。

要是像模拟开关那样能做到45dBm的IP3，二极管的本振驱动得做到1W左右

二级管混频在百MHz以下注定和高性能无缘。模拟开关混频需要的元件甚至更少，完全不需要怕“复杂性”。我第二链接里面的KISS mixer (“KISS” is an acronym for “Keep It Simple, Stupid”

)，把模拟开关平衡混频做到了只用一个变压器和一个SPDT开关，同时不牺牲>40dBm的IP3，何乐而不为呢。二极管环混得用至少两倍于此的元件，性能还差两个数量级。

longshort · 发表于 2025-4-2 08:27:29

Edmon 发表于 2025-4-2 08:22
所谓的“推动”得量化一下才能讨论，二极管的导通本来就是连续的，Lo power多大都能混频，但Lo power太小 ...

這個我做過，驅動功率并不需要很大，而且不一定使用50歐的阻抗，75歐也可以，甚至更高一些，這對於120MHz以下的雙平衡混頻器並不是阻礙。

Edmon · 发表于 2025-4-2 08:35:17

longshort 发表于 2025-4-2 08:27
這個我做過，驅動功率并不需要很大，而且不一定使用50歐的阻抗，75歐也可以，甚至更高一些，這對於120MHz ...

唉俺都已经说了这得量化才能讨论，怎么做都能导通，都能混频，性能到什么程度就难说了。50Ohm也好75Ohm也好无所谓，无非就是线圈变比的问题，重要的是功率，我具体的数字都给到这儿了，需要10dBm的驱动功率才能达到体面的性能。这个功率用单个晶体管构成的振荡器是很难驱动的。

这个系列的帖子说的就是高性能，所以我默认讨论的不是怎么出声，而是如何才能做到一个体面的性能。

乙猪 · 发表于 2025-4-2 09:35:38

Edmon 发表于 2025-4-2 08:35
唉俺都已经说了这得量化才能讨论，怎么做都能导通，都能混频，性能到什么程度就难说了。50Ohm也好75Ohm也 ...

暂时还是八字没有一撇的事呢，就先不讨论电路了。不过你的链接很有学习参考价值。

MT4S301 · 发表于 2025-4-3 21:16:55

乙猪发表于 2025-4-2 09:35
暂时还是八字没有一撇的事呢，就先不讨论电路了。不过你的链接很有学习参考价值。

从浏览器书签夹里挑几个日语的发出来

https://jf1dir.hatenablog.com/entry/20100115/p1
http://ja9cde.la.coocan.jp/page32.htm

还有一篇不过只字未提磁环变压器。只有一张很漂亮的照片和+4dBm的IIP3结果
给多强本振功率也不说

JAP_1N60_DBM.png (678.1 KB, 下载次数: 0)

taotao137 · 发表于 2025-4-13 15:15:47

本帖最后由 taotao137 于 2025-4-13 15:26 编辑

周末实验了一下负反馈宽带天线，整个setup大概长这样：

setup

右边是一个高Q值的磁棒天线（Q~500 @ 800 kHz）和调整中心频率的空气电容，中间是带负反馈输出的放大器，左边是频谱分析仪兼SDR。
放大器参照了Vojtěch Janásek的低噪声放大电路，JFET是 Mouser上买的NSVJ3557，搭配2N3906的复合管负反馈放大100倍后由OPA1612再放大10倍。实测的输入噪声在1.2 nV/rtHz左右，-3dB 带宽大概是5 MHz，中波用足够了：

schematic

amplifier

不同源电阻下的输入噪声测试，注意到5k欧电阻的噪声下降是因为数十pF的放大器输入电容：

noise test

接下来是接上线圈测量，然而室内电磁环境实在太差：

feedback test 01

有意思的是负反馈如果反馈量过大也会引起震荡，可能电路的相位延迟不是很理想。
无反馈和负反馈对比：

feedback test 02

可见负反馈显著增大了LC回路带宽（室内噪声提供了宽带信号源）。
半夜顶着寒风跑到楼下停车场架天线：

outdoor test

测得的信号频谱：

signal voltage

基本上每个频率都有可分辨的电台信号，但是即便是室外在650，1100 和 1500 kHz 等频率还是有很明显的宽带噪声，注意到这里RBW是100 Hz，对于10 kHz的信号带宽，信噪比并没有图上看到的这么好。
如果按0.1 m的等效天线高度换算的信号强度（按10 kHz电台带宽计算）：

signal level

两个本地强台即便夜间也超过20 mV/m, 基本上 1 mV/m 的电台都能清晰收听，0.1 mV/m 附近以上的信号只能勉强听清。拿了台7600GR对比了一下，高端电台表现跟这个天线区别不大但是1 MHz以下这个天线明显表现更好，大概是因为磁棒的损耗在高端明显变差。不过这个天线应该还有很多改进空间（比如增加电场天线和使用更低噪声的JFET）。

taotao137 · 发表于 2025-4-14 00:53:44

本帖最后由 taotao137 于 2025-4-14 00:55 编辑

把频谱分析仪的原始数据重新处理了一下，采取均值滤波降低了频率精度（30 Hz -> 1 kHz）并把RBW从100 Hz换算成1 kHz，也就是说这张图代表1 kHz 带宽下的信噪比：

另外注意到两个强台换算出的信号强度从～30 mV/m 变成了～10 mV/m，这主要是因为大部分的发射功率集中在单频的信号载波，把电台信号带宽从10 kHz 换算成1 kHz时信号功率估值也对应减少了sqrt(10)倍。

Edmon · 发表于 2025-4-15 01:47:53

taotao137 发表于 2025-4-13 15:15
周末实验了一下负反馈宽带天线，整个setup大概长这样：

右边是一个高Q值的磁棒天线（Q~500 @ 800 kHz） ...

谢谢您有趣的分享，看画风是北美的朋友？

薄荷糖盒子用在这里真合适，有点后悔我扔掉的一堆薄荷糖盒XD 专门买的铸铝盒子又贵又难加工

有几点想讨论一下

1. 开环增益似乎没必要做到这么大，仿真一下十倍左右的放大倍数应该就没什么区别了。不用这么大增益的话电路可以大大简化，不过这个是小事
2. 输入选择了级联而不是cascode的目的是什么？
3. 关于噪声有几点：
a. 第一级600Ohm的Rs，工作电流有点太小了，这个JFET的低噪声性能还没发挥出来，10mA+的Id噪声能改善一些。而且现在除了更大输入电容的管子，3557已经算是最好的了。
b. 虽然反馈抹平了幅度响应，但谐振频率以上的输入等效噪声还是和开环的时候一样差劲。所以我不太理解为什么要额外加一个空气可变电容。做宽带读出的话总电容应该小到使谐振频率高于所需频带。从开环-闭环的对比可以看出，开环似乎谐振在1MHz左右，如果果真如此，那么1Mhz以上的噪声系数是会迅速变差的。信噪比最优的策略是不用谐振电容，线圈在自谐振频率不低于1.7MHz的情况下绕尽可能多的圈数。
c. 不过至少您做测量的停车场的电磁环境还没好到能看到大气+天线+放大器的噪声，依然是人造干扰的宽带噪声主导的。那么也可以说至少在这个电磁环境下没有太多改善的必要

4. 能否解释一下0.1m的等效高度是怎么估计出来的？我猜是怎么把带宽factor in了但估了一下怎么都对不上。大概算一下磁棒天线的等效高度一般是在0.005-0.01m之间，按照0.007m来估计，你展示的场强的那几个图似乎和放大器本底噪声不太能对的上：1.2nV/rtHz@10kHz bw + 0.007m的等效高度就是0.017 mV/m的本底噪声，这还是没考虑输入线圈的热噪声。而场强的图里面很大一部分都显著低于了这个值，所以我怀疑这张图的scale可能不太准确。

taotao137 · 发表于 2025-4-15 03:20:42

Edmon 发表于 2025-4-15 01:47
谢谢您有趣的分享，看画风是北美的朋友？

薄荷糖盒子用在这里真合适，有点后悔我扔掉的一堆薄荷糖盒XD ...

您说的没错，等效高度少了一个零，计算用的值是0.01 m。计算场强和信号时我都是按没有线圈负反馈的500倍（阻抗匹配除2）增益算的，线圈负反馈肯定降低了相当的增益，不过误差应该在一个量级以内，这大概是您发现噪声本底对不上的原因。

taotao137 · 发表于 2025-4-15 03:32:36

第一级的600欧是按数据手册的噪声指标测试条件给的（VDS=5V, ID=1 mA）。follow数据手册只是因为第一次用这个器件，确保它是正常工作的。集联的电路是参考这里的低噪声放大电路。好处是有很高的开环增益可以做负反馈。我理解这里放大的频率不高，2n3906可以提供相当的电流增益所以不需要cascade。因为有负反馈，所以漏级输出电压波动也可以降到最低，另外这种自举式的负反馈也可以进一步降低输入电容。

taotao137 · 发表于 2025-4-15 03:44:01

空气可变电容只是为了测试不同谐振频率下的特性，电路板上我焊了一个120p和一个330p的NP0电容，对应1.1 和 0.7 MHz 谐振频率，任何一个测出来的Q值都略好于这个空气电容。实测下来电容大小对工作性能影响不大，不过发现如果电容小于100 pF的情况下电路很容易震荡，可能还是跟反馈延迟有关。我的理解是噪声主要取决于JFET的电压噪声在并联LC上的等效阻抗上的等效电流噪声，因为容抗导致的噪声shoot up太猛（大多数时候我用120pF的NP0）。不过你说的没错，线圈应该多绕一点尽量利用分布电容，不过这个线轴就这么宽，多绕一层分布电容又变大了

taotao137 · 发表于 2025-4-15 03:49:28

另外增益选1000倍只是因为方便测试噪声，毕竟频谱分析仪的噪声在低频段一般不怎么的，放大倍数高一点方便测量。

longshort · 发表于 2025-4-15 10:05:15

taotao137 发表于 2025-4-15 03:44
空气可变电容只是为了测试不同谐振频率下的特性，电路板上我焊了一个120p和一个330p的NP0电容，对应1.1 和 ...

看明白了，您的實驗是有限帶寬下的噪聲測試，與edmon大師描述的結構有一些區別，不過不妨礙理解。

這麽大的綫軸其實可以用蜂房式繞法，可以多繞很多圈并且分成若干節，對於高股數的利兹綫很合適，當然這樣做稍麻煩了些。

Edmon · 发表于 2025-4-15 10:28:19

taotao137 发表于 2025-4-15 03:44
空气可变电容只是为了测试不同谐振频率下的特性，电路板上我焊了一个120p和一个330p的NP0电容，对应1.1 和 ...

我还是倾向于从噪声的本质——电压——来解释它，而不是等效为噪声电流绕一圈再绕回来。信号源的电抗L和输入电容构成了二阶低通滤波，输入电压在转折频率以上就会以40dB/oct衰减，JFET看到的是衰减之后的信号，所以JFET电压噪声等效到信号源处就要乘上这个衰减量，你做个仿真算一下input noise就知道了。比如说你现在的LC的转折频率是1MHz，那么在1.5MHz处衰减大概就是1.5^2=2.25倍，1.2nV/rtHz的噪声一下子变成了2.7nV/rtHz。这个和加不加反馈线圈没关系，加完之后这个衰减被抹平了，但是输入等效噪声还是以相同的倍数变差。

所以尽量还是要想办法减少输入电容，每一pF都是有贡献的；最好把线圈直接接到FET上，哪怕一小段同轴电缆一下子就多出几十pF。输入电容小了就可以把线圈多绕几圈提高等效高度。总之最重要的就是谐振频率需要高于频带高端才能不明显劣化输入噪声。

至于空气电容的Q，可能同轴电缆也得背一些锅。软同轴电缆一般都是PE的介质，那几十pF的寄生电容的损耗肯定远比不上NP0/云母，更不要说空气电容。当然现在有一些好的NP0可以做到上万的Q，高于一些脏掉的空气电容。

至于震荡，这也是我提到开环增益的原因。如果只为了测输入等效噪声那么1000的倍数是有用的，但没必要把这些放大全用在环内，反馈可以发生在很早的地方。这个开环增益高，又是由很多级级联起提供的，相位裕量估计够悬。仿真一下就知道有十几倍的放大就够这个反馈线圈用了。

Edmon · 发表于 2025-4-15 10:33:17

taotao137 发表于 2025-4-15 03:32
第一级的600欧是按数据手册的噪声指标测试条件给的（VDS=5V, ID=1 mA）。follow数据手册只是因为第一次用这 ...

这自举如何降低输入电容我实在想不通，能否指导一二？

我最初对于这些管子也没谱，所以前一阵子统一测了一批，希望对你有帮助：http://www.crystalradio.cn/forum ... =2186982&extra=

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