线性串联稳压电源随谈

指南针

   N年前做过如楼主图示的最简单 的稳压电路给TDA1521的 正负电源供电，也学习过最具代表性的老黑白电视机的12V稳压电路，当年就是个一知半解的，经过这么多年都忘了，今天才看到楼主深入浅出的讲解，准备收藏了沉下心来好好 学习，万丈高楼平地起，书到用时方恨少！有时见到电路分析时就恨当年学习的基础不扎实了！感谢楼主，期待楼主将继续 下去！

qzlbwang

       前面已经提到，用恒流源替代R1可以提高稳压电路的性能——恒流源的等效电阻很大，一可以提高对输入电压波动影响的隔离度，二可以提高环路的开环放大倍数。但是也并非是随便用个恒流源来替代就行，我们观察到，恒流源两端的电压也同时是调整管集电极与基极之间的电压，与调整管的压差密切相关。那么恒流源的最小工作电压也就是与调整管的最小压差密切相关，也就是说恒流源的最小工作电压小就可以使得调整管的最小压差也小，反之亦然。这一点必须引起足够的重视。所以选取合适的恒流源电路来取代R1是有必要的，而不是随便抓个恒流源就去替代。就在本坛的某坛友的帖子中的稳压电路中，恒流管的基极用了个12V的稳压管作稳定电压，那么我们就可以一眼就看出该恒流源的最小工作电压必定会略大于12V，再加上调整管的基极——发射极间的电压（用达林顿管的话这个将达到1.5V甚至更大些），那么其调整管的最小压差也要达到近14V，那么满载时的平均压差呢？是否怎么地也要超过15V?假定其满载时的电流是5A的话，其调整管的管耗将达到75W !这不仅仅是那点电费的问题，而是这部分是要以发热的形式消耗掉的，而电子电路的可靠性与温度密切相关。并且要使这么大的管耗而保持温度在一定的范围内所需要的散热措施的成本也不低。所以这样的设计在我看来只能算是堆砌，而不能算是合格的设计。
      说了这么多想要强调的只有一个——设计线性电源，特别是输出电流比较大的线性电源，要对调整管的压差引起足够的重视。用恒流源替代R1必须充分考虑到这个因素，选用最低工作电压比较小的恒流源才是必须合适的。

hotdll

技术分析贴，支持下楼主。

qzlbwang

三个恒流源的优缺点比较：

      图1是最简单的，利用的是集电极电流随集射间电压波动变化小的特点。只要做到其基极电流比较稳定，那么集电极电流也比较稳定。是利用三极管的固有特性——没有电流负反馈，所以其等效电阻相比较其他有电流负反馈的电路而言要小些，大约是几十K的样子。但是这个电路的最小压降是最小的，可以低到0.5V，甚至更小。Z1和R3的作用是让R2上的电压稳定，从而稳定了基极电流。
      图2是最常见的单管恒流源，由于有电流负反馈，所以其等效电阻要比图1小，恒流特性更好些。但其最小压降相对比较大，要比Z2的稳定电压略大，所以用在稳压电源的这个地方要引起足够的重视——稳压管的电压不能选择得比较高！但从反馈的角度看，电压选得小了反馈电阻必然也比较小负反馈就要相对弱些，恒流特性也就相对差些，自然等效电阻也就相对小些，但不管怎么说也是有电流负反馈的，所以比起图1还是好些。不过这是用比图1高的最小压降的代价换来的。
      图3是双管恒流源，由于有强烈的电流负反馈作用，所以其恒流特性好，等效电阻比较大。同时其最小压降也不大（虽然比不了图1那么小），可以达到1.5--2V。其代价是多用了一个三极管。Z3和R6的作用是为了进一步改善输入电压波动对输出的影响，要求不高也可以不用。

补充内容 (2015-9-19 19:00):
图3的Q4集电极和发射极画反了，请朋友们注意改正！

大方电修

理论技术贴，佩服楼主，功底扎实。我等连 一知半解 都算不上。

求知无足

36楼图3，如果不用Z3，如何连接？

qzlbwang

求知无足 发表于 2015-9-19 18:14
36楼图3，如果不用Z3，如何连接？

R7直接接地即可——虽然输入电压的波动可以通过R7传输到恒流管的基极，但由于有强烈的电流负反馈，所以恒流特性还是挺好，只不过比起有Z3和R6来说略差一些，毕竟由于Z3和R6的存在输入电压的波动的影响更小了。

qzlbwang

哦，不好意思，36楼画图是没注意，图3的Q4集电极和发射极画反了，请注意！！！

qzlbwang

    尽管关于线性电源的内容还有不少，但是鉴于大家没什么兴趣，所以余下的内容就不说了。用举一个设计计算的例子作为本贴的结束，也算是有始有终吧！
    假定我们所要设计的线性稳压电源的目标是：输出电压是15V，输出电流是2A。最小压差2V，较优良的稳压性能。电路如下：

电路特点：
1、采用双管恒流源对调整管和相关电路供电，恒流特性佳，输入电压波动对输出影响小，故而电压调整率优良，输出与电网频率相关的纹波极小。
2、增加了D1、C2对双管恒流源供电，其谷点电压比C1上的谷点电压高，可以使得调整管的最小压差比较小时双管恒流源的工作电压足够。保证了达到最小压差2V的要求。
3、采用精密稳压TL431作电压基准并参与反馈调节。其稳定性好，动态电阻小。使得整个电路的性能指标得以提高。
计算：
谷点电压：Uc1min=15V+2V=17V
滤波允许波动按20%考虑，则波动的峰峰值为：ΔUc1 =17V*20%=3.4V
滤波电容容量：C1≥10000I/ΔUc1=10000*2/3.4=5882uF
考虑到电容容量误差和老化因素，标称容量应不小于：5882/0.8=7353uF
取两只标称容量为4700uF的并联。则实际最小容量为4700*2*0.8=7520uF
ΔUc1=10000I/7520=2.6V。峰点电压则为：Uc1max=17+2.6=19.6V
整流压降按2V考虑，则交流侧的最低峰值电压为：19.6V+2V=21.6V
有效值则为21.6V*0.70=15.3V
考虑到电网电压波动和峰值电流时变压器压降等因素（按15%考虑），则变压器次级的额定电压为：15.3V/(1-15%)=18V
满载时平均电流约为2A（除负载电流外，其余电流所占比例很小，忽略），假如流过变压器的电流为正弦波时，有效值为2/0.9=2.22A,但实际情况是：电流显近似脉冲状态——电流峰值比较大，电流断续。我们按经验1.1—.25倍考虑，则电流有效值估算为2.442—2.775A。则变压器的功率为：（2.442—2.775A）*18V=（44—50）VA。选50VA的变压器。
C1的耐压不应小于：18V(1+5%+10%)*1.414=29.3V，取35V。
我们选取常用的TIP41作为调整管。假定我们手头已有的TIP41实测的参数不劣于HFE=20@Ic=2A,Vce=2V。那么在输出最大电流2A时所需要的基极电流为2A/20=100mA,我们再选个合适的小功率三角管（比如8050——40V1.5A1W,需要注意的是市场上的8050良莠不齐，有很多山寨的远达不到这参数）与其构成达林顿管，假定我们的8050性能是：HFE=50@Ic=100mA,Vce=1.2V。那么其最大的基极电流为：100mA/50=2mA。为保证TL431的性能，我们取其最小工作电流2mA,那么恒流源的工作电流则设计为2mA+2mA=4mA 。取Q3的Ube=0.6V(因为Q3的工作电流很小)，那么：    R1=0.6V/4mA=150Ω。
假定Q4的HFE=100,那么其基极电流为：Ib4=4mA/100=0.04mA。
取流过R2的电流I2>Ib4  ,我们取I2=0.1mA,
C2在最大输出电流状态的最高充电电压为: Uc2max=Uc1max-Ud1=19.6V-1V=18.6V。我们取ΔUc2=0.5V
Z1的最小工作电流取5mA,那么C2的放电电流近似为I2+Iz1=4+5=9mA,
则C2≥10000*0.009/0.5=180uF,取220uF/35V
R2=(Uz1-Ube3-Ube4)/I2=(5.1V-0.6V-0.7V)/0.1mA=38K  取36K
R3=(Uc2min-Ud)/(Iz1min+I2)=(Uc2max-ΔUc2-Ud)/ (Iz1min+I2)
=(18.6-0.5-5.1)/(5+0.1)=2.5K,取2.4K
R4=0.5V/50uA=10K
取样电路比较简单，其计算就不啰嗦了。
这个电路因为用了双管的恒流电源，并且还在R2处用了稳压管，使得流过R2的电流比较稳定（可以忽略其对性能的影响，可按理想恒流源来考虑），所以其输出电流稳定度较高。对输入电压的波动很不敏感，并且还有输出电压的采样反馈控制，所以说其电压调整率很好。已经不用去计算了（计算过程也比较复杂，很多因素也需要估算而带来误差，所以已经没有必要了）。对于电流调整率我们可以简单地这样来估算：当负载电流从0—2A变化时，流过431的电流变化量为2mA,而431等效的动态电阻很小，典型值为0.22Ω，最大值为0.5Ω，我们按0.5欧姆考虑，那么其R端的电压变化只有2mA*0.5Ω=1mV, 折合到输出端的电压变化量是：1mV*15V/2.5=6mV, 相对变化则为：6mV/15V=0.04%  也就是说当电流空载到满载变化时，输出电压只有0.04%的变化。性能非常优良了。
   到此，我的任务完成了，算是对得起自己了。祝大家节日快乐！

wjx591010

感觉41楼的图会自激

求知无足

对TL431来说，好象是看到过资料，不有必要使用恒流源，就能保证基准的稳定性。

大灰狼

qzlbwang 发表于 2015-9-13 17:21
三、具有放大环节（电压负反馈）的线性串联稳压电源：
为了改善最简单的线性串联稳压电源的性能，我们引入 ...

亲，这个稳压电源性能值得商榷
1.R1的供电取自未经稳压的直流脉动电源，你也说了，当R1不够大的时候稳压效果不好，而R1够大的话Q1的压降会很大，效率很低，如果用恒流源来代替R1，则恒流源本身对电压波动敏感，所以左也不是右也不是总之都不好
2.Q2的Ie要流经Z1，会对Z1的动态内阻产生影响，结果就是电压源基准不准，输出飘移大。
3.Q2工作于共发射极状态，瞬态响应不好，用发烧友的话来说就是“响应速度不够”


请看我设计的晶体管串联型稳压电源，
比较放大器Q3-Q4的电源使用了辅助稳压电源组供电，直接避开了上面提的脉动直流电源供R1的问题，也避开了稳压调整管的效率问题。

比较放大器的工作电流不流经基准电压源ZD2，ZD2可以工作在更理想的状态。

比较放大器和基准电压源之间通过差动放大器耦合，Q4-Q5使用经过挑选的同型晶体管，在电路上也要做热耦合，这样温度飘移带来的负面影响可以到最小，同时Q6-Q7组成的发射极恒流源对直流飘移有100%的负反馈作用。

Q3-Q4使用了沃尔曼电路，瞬态响应好

Q2射极跟随器使得比较放大器和稳压调整管之间的相互影响最小，也就是说可以忽略稳压调整管Ib对比较放大器的工作产生影响。

R29可以提高Q4的集电极电流，使得差分放大器的Ic对称，因为减小Q3的集电极电流可以提高电源的动态，使得不易进入饱和状态。

旅客

真复杂!　学习了

通电

使用辅助电源来给基准源和误差比较放大电路供电的确能提高电源的性能，但也显著提高电源的成本。而且既然用上了辅助电源不如误差比较电路用运放来做，调整管改用压降更小的MOS管，基准源用更高精度的？