线性串联稳压电源随谈

qzlbwang

      所谓随谈，随便谈，随心谈也。不照本宣科，不人云亦云。只谈的自己的认识，不管旁人如何说。也欢迎朋友们随便谈。当然主题只是围绕着“线性串联稳压电源”。
      闲话少说，开谈：
      一、整流、滤波电路：这个对于玩电子的是再熟悉不过了。似乎没什么好谈。呵呵，但还是要啰嗦一下。变压器、二极管等都非是理想元件。实际应用时对其内阻的影响也是需要考虑的。对于变压器来说，设计时次级的空载电压一般都比其额定值高+5%，随着负载电流的增大，其输出电压会逐步降低，其降低的幅度与负载轻重有关。对于二极管来说，其正向压降也不是固定的0.7V，空载时明显小于0.7V，而负载电流比较大时又会明显比0.7V大。所以对于带有电容滤波的整流、滤波电路来说。空载时滤波电容两端的电压可以达到接近二次空载电压的峰值。所以选择滤波电容耐压时必须高于这个数值并留有一定的裕量（因为电网电压也是波动的，要按正偏差考虑才安全）。而满载时呢？滤波电容两端的电压是波动的，整流后的瞬时电压高于滤波电容两端的电压时对滤波电容充电，否则滤波电容则对负载放电。一般情况下这时候充电的时间在整个周期内所占比例比较小，这也意味着充电的那段短促的时间内其电流是比较大的。这就造成了整流桥在其正向导通时的正向压降比较大达到2V也不鲜见（二极管的正向压降1V），而变压器次级的输出电压一般也会比额定值略低，我们依据变压器的具体情况做相应的估计（按-3%到-5%）是合理的。而在电容放电期间，电容两端的电压会逐步下降，下降的速率与滤波电容的容量大小和放电电流的大小密切相关。根据电容的定义：C=Q/ΔU 和电流的定义I=Q/t   得到：C=It/ΔU  对于50Hz工频的全波整流来说，一个周期的时间是10ms，也就是说滤波电容放电的时间是略小于10ms的，考虑到滤波电容的ESR等我们未考虑的因素影响，我们不妨将放电时间就用10ms进行计算。那么就有：C=10000I/ΔU 或ΔU=10000I/C   (注：电容量C的单位用uF，电流I的单位用A，电压U的单位用V),这两个公式是我们选用滤波电容容量和计算滤波电容两端电压波动和“谷点电压”的依据。
                                                            （未完待续）

qzlbwang

    尽管关于线性电源的内容还有不少，但是鉴于大家没什么兴趣，所以余下的内容就不说了。用举一个设计计算的例子作为本贴的结束，也算是有始有终吧！
    假定我们所要设计的线性稳压电源的目标是：输出电压是15V，输出电流是2A。最小压差2V，较优良的稳压性能。电路如下：

电路特点：
1、采用双管恒流源对调整管和相关电路供电，恒流特性佳，输入电压波动对输出影响小，故而电压调整率优良，输出与电网频率相关的纹波极小。
2、增加了D1、C2对双管恒流源供电，其谷点电压比C1上的谷点电压高，可以使得调整管的最小压差比较小时双管恒流源的工作电压足够。保证了达到最小压差2V的要求。
3、采用精密稳压TL431作电压基准并参与反馈调节。其稳定性好，动态电阻小。使得整个电路的性能指标得以提高。
计算：
谷点电压：Uc1min=15V+2V=17V
滤波允许波动按20%考虑，则波动的峰峰值为：ΔUc1 =17V*20%=3.4V
滤波电容容量：C1≥10000I/ΔUc1=10000*2/3.4=5882uF
考虑到电容容量误差和老化因素，标称容量应不小于：5882/0.8=7353uF
取两只标称容量为4700uF的并联。则实际最小容量为4700*2*0.8=7520uF
ΔUc1=10000I/7520=2.6V。峰点电压则为：Uc1max=17+2.6=19.6V
整流压降按2V考虑，则交流侧的最低峰值电压为：19.6V+2V=21.6V
有效值则为21.6V*0.70=15.3V
考虑到电网电压波动和峰值电流时变压器压降等因素（按15%考虑），则变压器次级的额定电压为：15.3V/(1-15%)=18V
满载时平均电流约为2A（除负载电流外，其余电流所占比例很小，忽略），假如流过变压器的电流为正弦波时，有效值为2/0.9=2.22A,但实际情况是：电流显近似脉冲状态——电流峰值比较大，电流断续。我们按经验1.1—.25倍考虑，则电流有效值估算为2.442—2.775A。则变压器的功率为：（2.442—2.775A）*18V=（44—50）VA。选50VA的变压器。
C1的耐压不应小于：18V(1+5%+10%)*1.414=29.3V，取35V。
我们选取常用的TIP41作为调整管。假定我们手头已有的TIP41实测的参数不劣于HFE=20@Ic=2A,Vce=2V。那么在输出最大电流2A时所需要的基极电流为2A/20=100mA,我们再选个合适的小功率三角管（比如8050——40V1.5A1W,需要注意的是市场上的8050良莠不齐，有很多山寨的远达不到这参数）与其构成达林顿管，假定我们的8050性能是：HFE=50@Ic=100mA,Vce=1.2V。那么其最大的基极电流为：100mA/50=2mA。为保证TL431的性能，我们取其最小工作电流2mA,那么恒流源的工作电流则设计为2mA+2mA=4mA 。取Q3的Ube=0.6V(因为Q3的工作电流很小)，那么：    R1=0.6V/4mA=150Ω。
假定Q4的HFE=100,那么其基极电流为：Ib4=4mA/100=0.04mA。
取流过R2的电流I2>Ib4  ,我们取I2=0.1mA,
C2在最大输出电流状态的最高充电电压为: Uc2max=Uc1max-Ud1=19.6V-1V=18.6V。我们取ΔUc2=0.5V
Z1的最小工作电流取5mA,那么C2的放电电流近似为I2+Iz1=4+5=9mA,
则C2≥10000*0.009/0.5=180uF,取220uF/35V
R2=(Uz1-Ube3-Ube4)/I2=(5.1V-0.6V-0.7V)/0.1mA=38K  取36K
R3=(Uc2min-Ud)/(Iz1min+I2)=(Uc2max-ΔUc2-Ud)/ (Iz1min+I2)
=(18.6-0.5-5.1)/(5+0.1)=2.5K,取2.4K
R4=0.5V/50uA=10K
取样电路比较简单，其计算就不啰嗦了。
这个电路因为用了双管的恒流电源，并且还在R2处用了稳压管，使得流过R2的电流比较稳定（可以忽略其对性能的影响，可按理想恒流源来考虑），所以其输出电流稳定度较高。对输入电压的波动很不敏感，并且还有输出电压的采样反馈控制，所以说其电压调整率很好。已经不用去计算了（计算过程也比较复杂，很多因素也需要估算而带来误差，所以已经没有必要了）。对于电流调整率我们可以简单地这样来估算：当负载电流从0—2A变化时，流过431的电流变化量为2mA,而431等效的动态电阻很小，典型值为0.22Ω，最大值为0.5Ω，我们按0.5欧姆考虑，那么其R端的电压变化只有2mA*0.5Ω=1mV, 折合到输出端的电压变化量是：1mV*15V/2.5=6mV, 相对变化则为：6mV/15V=0.04%  也就是说当电流空载到满载变化时，输出电压只有0.04%的变化。性能非常优良了。
   到此，我的任务完成了，算是对得起自己了。祝大家节日快乐！

qzlbwang

求知无足 发表于 2015-9-13 15:42
这种基础知识是很有必要再学习一次的。要想真正地把这种直流稳压电源做得好，那还是要有相当的技术内涵的。 ...

万丈高楼平地起，基础知识最重要。不搞清楚最基本的电路，而是是懂非懂地去设计所谓的高级（复杂）电路只能是瞎子摸象。这样的所谓设计只能是简单电路堆砌！

wjx591010

感觉41楼的图会自激

大灰狼

qzlbwang 发表于 2015-9-13 17:21
三、具有放大环节（电压负反馈）的线性串联稳压电源：
为了改善最简单的线性串联稳压电源的性能，我们引入 ...

亲，这个稳压电源性能值得商榷
1.R1的供电取自未经稳压的直流脉动电源，你也说了，当R1不够大的时候稳压效果不好，而R1够大的话Q1的压降会很大，效率很低，如果用恒流源来代替R1，则恒流源本身对电压波动敏感，所以左也不是右也不是总之都不好
2.Q2的Ie要流经Z1，会对Z1的动态内阻产生影响，结果就是电压源基准不准，输出飘移大。
3.Q2工作于共发射极状态，瞬态响应不好，用发烧友的话来说就是“响应速度不够”


请看我设计的晶体管串联型稳压电源，
比较放大器Q3-Q4的电源使用了辅助稳压电源组供电，直接避开了上面提的脉动直流电源供R1的问题，也避开了稳压调整管的效率问题。

比较放大器的工作电流不流经基准电压源ZD2，ZD2可以工作在更理想的状态。

比较放大器和基准电压源之间通过差动放大器耦合，Q4-Q5使用经过挑选的同型晶体管，在电路上也要做热耦合，这样温度飘移带来的负面影响可以到最小，同时Q6-Q7组成的发射极恒流源对直流飘移有100%的负反馈作用。

Q3-Q4使用了沃尔曼电路，瞬态响应好

Q2射极跟随器使得比较放大器和稳压调整管之间的相互影响最小，也就是说可以忽略稳压调整管Ib对比较放大器的工作产生影响。

R29可以提高Q4的集电极电流，使得差分放大器的Ic对称，因为减小Q3的集电极电流可以提高电源的动态，使得不易进入饱和状态。

qzlbwang

三个恒流源的优缺点比较：

      图1是最简单的，利用的是集电极电流随集射间电压波动变化小的特点。只要做到其基极电流比较稳定，那么集电极电流也比较稳定。是利用三极管的固有特性——没有电流负反馈，所以其等效电阻相比较其他有电流负反馈的电路而言要小些，大约是几十K的样子。但是这个电路的最小压降是最小的，可以低到0.5V，甚至更小。Z1和R3的作用是让R2上的电压稳定，从而稳定了基极电流。
      图2是最常见的单管恒流源，由于有电流负反馈，所以其等效电阻要比图1小，恒流特性更好些。但其最小压降相对比较大，要比Z2的稳定电压略大，所以用在稳压电源的这个地方要引起足够的重视——稳压管的电压不能选择得比较高！但从反馈的角度看，电压选得小了反馈电阻必然也比较小负反馈就要相对弱些，恒流特性也就相对差些，自然等效电阻也就相对小些，但不管怎么说也是有电流负反馈的，所以比起图1还是好些。不过这是用比图1高的最小压降的代价换来的。
      图3是双管恒流源，由于有强烈的电流负反馈作用，所以其恒流特性好，等效电阻比较大。同时其最小压降也不大（虽然比不了图1那么小），可以达到1.5--2V。其代价是多用了一个三极管。Z3和R6的作用是为了进一步改善输入电压波动对输出的影响，要求不高也可以不用。

补充内容 (2015-9-19 19:00):
图3的Q4集电极和发射极画反了，请朋友们注意改正！

junyuansun

现在的设计者多用LM78XX，LM317之类的来做电源，很少用分立元件了。
不用考虑太多细节问题，基本拿来就用，处理好散热即可。

qzlbwang

三、具有放大环节（电压负反馈）的线性串联稳压电源：
为了改善最简单的线性串联稳压电源的性能，我们引入电压负反馈，增加电压放大环节。下图就是一个基本的带有放大环节的串联稳压电源。

      对比于11楼的图，我们增加了放大管Q2和分压取样（R3、R4），并将作为电压基准的稳压管移至Q2的发射极，R2接至电压比较稳定纹波必须小的输出端。
R1的作用：1、流过R1的电流分寸两部分：一部分是提供调整管所需的基极电流，另一部分流向放大管的集电极。2、R1是放大管的集电极负载电阻的一部分（Q2的集电极负载电阻是什么待会儿再述）。3、R1两端的电压与调整管的压差有关。4、隔离输入电压的波动对输出的影响，显然电阻越大隔离效果越好。可惜的是R1的选择自由度较小（会受到约束，具体以后再讨论）
R2则提供稳压管的部分工作电流，且保证其不小于最小稳定电流。以确保稳压管的稳压特性不明显劣化。
R3、R4对输出电压分压取样后作为反馈电压加至放大管Q2的基极，与发射极的基准电压作比较，对输出电压进行自动调整。电压负反馈的引入，使得电路的性能指标得以提升，不管是电压调整率还是电流调整率都得到改善。改善的程度与环路增益有关，环路的增益是指整个负反馈环路的增益，在这里除了放大环节是正增益外，其余都是负增益（衰减）——分压取样、调整管的电压增益都是负值。好在它们的衰减都不大。一般来说引入环路增益为K倍的电压负反馈后能使输出的电压波动减小为原来的1/K倍

rzzjw

沙发！！！

goodays

好文，拜读，后面的计算推导值得一看

求知无足

ΔU指的是什么?是整流滤波后的直流电压变化量？也就是把电压表接在何处测量这个ΔU？

qzlbwang

求知无足 发表于 2015-9-9 08:42
ΔU指的是什么?是整流滤波后的直流电压变化量？也就是把电压表接在何处测量这个ΔU？

是指滤波电容放电期间两端电压的变化量，数据上近似等于滤波电容两端的纹波电压的峰—峰值，这个电压无法用直流电压表测量。而要用示波器来观察，事实上由于电解电容的容量误差一般比较大，所以会与实际观察值有一定的偏差。我们设计计算的目的是为了保证在最坏的条件下其纹波和谷点电压在我们预设的范围内（也就是优于我们的设计目标）。

qzlbwang

计算举例1：
变压器的次级额定电压是15V，滤波电容的容量是2200uF。试计算：滤波电容的所需要的耐压和负载电流为0.8A（满载）时最坏情况下输出电压纹波的峰—峰值、峰点电压、谷点电压。
（1）变压器输出的可能最大电压出现在当电网电压为正偏差+5%且空载（变压器一般空载电压比额定电压高5%）时：15V(1+5%)(1+5%)=16.54V
   其电压的峰值是：16.54V*1.414=23.4V   ∴ 滤波电容的耐压选用25V比较合理。
（2）电网电压偏低5%，变压器在高脉冲充电电流下输出比额定输出电压低（按3%考虑）：那么变压器输出电压是：15V*(1-5%)(1-3%)=13.82V
其峰值电压为：13.82V*1.414=19.5V
整流桥压降按2V考虑（在比较大的瞬时电流下每个整流二极管的正向压降按1V考虑），那么输出的峰点电压为：19.5V-2V=17.5V.。
纹波电压的峰峰值与电容放电时电压下降量近似相等：
ΔU=10000I/C=10000*0.8/2200=3.6V
谷点电压：17.5V-3.6V=13.9V
计算举例2：
设计一个稳压电源的整流滤波电路。稳压电源输出电压12V，输出电流1A，调整管最小压差3V，试选择滤波电容器的容量、耐压和变压器的输出额定电压。
滤波输出的谷点电压：12V+3V=15V
我们按纹波电压的峰峰值占谷点电压20%，那么纹波电压的峰—峰值为：
ΔU=15V*20%=3V
那么峰点电压为：15V+3V=18V
滤波电容的容量为：C=10000I/ΔU=10000*1A/3V=3333Uf
考虑的常用的电解电容的误差为±20%，则按负偏差考虑，所以所需选取的电容容量应不小于：3333uf/(1-20%)=4166uF     ∴选取容量为4700uF规格的电解电容。
最坏的情况下，变压器输出的峰值电压为：18V+2V=20V (整流桥的压降按2V考虑)，其有效值为：20V/1.414=14.14V。
变压器输出的额定值为：14.14V/(1-5%)/(1-3%)=15.3V  我们选取16V
在空载且电网电压为正偏差5%时，变压器输出的峰值电压为：16V(1+5%)(1+5%)*1.414=24.9V  选取滤波电容的耐压为25V或35V
(未完待续)

qzlbwang

tan01255 发表于 2015-9-9 07:29
拆一些老外的有同步整流的，国内的就没有看到采用同步整流

同步整流确实是个很不错的方法，但对于线性电源来说，效率本来就不高，其主要功耗是在调整管上，所以用同步整流的必要性不大，毕竟同步整流比较复杂嘛。所以这里不讨论同步整流。

qzlbwang

sinoidiot 发表于 2015-9-9 22:06
同步整流主要是为了解决芯片工艺导致电源电压越来越低的问题，比如现在CPU都是1.5V的，ARM卖给ST的Cortex-M ...

赞同！

qzlbwang

二、最简单的线性串联稳压电源：
如图：

换个画法再看看：

是否很眼熟？对了，射极跟随器——其输入是一个稳压管的并联稳压的输出电压，其输出电压跟随输入电压变化，只是相差一个三极管的Vbe而已。因为输入电压是稳定的，所以输出电压也是稳定的。原理上就是这么简单。因为其核心器件三极管是串联在整流滤波输出和负载之间的，所以是属于串联稳压。该三极管承担着调整输出电压的任务，所以就叫着“调整管”这个名字。
原理虽然很简单，但也需要好好理解：每个元件如何设计取值？比如：R1的作用是什么？该怎么设计其阻值？——阻值的大小会影响哪些？……
先留点时间让朋友们思考，想好了可以发表各自的观点。下一贴再接着谈。

qzlbwang

      看来这里无人对此感兴趣，也许是认为太古老太简单！俺一个人在这里自说自话也没啥意思。但有开头总要有个结尾，哪怕是个蛇尾。所以还得接着谈，只不过不会说得太多，能不说的就不说了。
      其实也没什么奥秘，都是些最最简单的、基本的知识而已，只要你去仔细分析。R1的作用是什么？——1、提供调整管的基极电流。2、提供稳压管的工作电流。就这么简单！从提供调整管的基极电流看，其电流是负载电流的1/HFE。需要注意的是，直流放大倍数HFE并不是一个固定不变的数。其与该管的Ic和Uce都有一定的影响。我们所关心的是“最坏的情况”——最大负载电流和最小压差的情况，这时候往往其数值比其它情况有明显的减小。从提供稳压管工作电流看，稳压管的实际稳压值与其工作电流是相关的。因为实际的稳压管总有一定的动态电阻，且其动态电阻也是会随着工作电流变化而变化的。而且因为R1既要提供调整管的基极电流又要提供稳压管的工作电流，这就造成了稳压管的工作电流的变化区间会比较大，并且整流滤波后的电压又是波动的，且负载电流越大其波动也越大。这就使得该电路稳压性能有限——对于电压调整率来说，前端电压的波动会影响流过R1的电流，从而使得稳压管的工作电流产生波动，其输出的“稳定电压”也就“稳定”有限了。从电流调整率来看，负载电流的变化必然会引起稳压前电压的波动，也会使稳压管的工作电流发生变化，从而使得输出电压发生变化，更何况电流变化时调整管的Vbe还会发生变化呢，几方面的原因都会使得输出变化更明显。输出纹波也是一样，稳压前电压的纹波会通过R1耦合（虽然也衰减了不少）至输出。至于怎么计算，相信只要明白了其内在关系就不难了。在此就不多说了。
      因为从回贴的积极性看，大家对此电路没什么兴趣，所以准备后面再说一说最常见的带放大环节的电路后就准备结束此贴。

et23v

在看！。。。。。

求知无足

每贴必读，受益匪浅。