基于TL431的负稳压器

MT4S301 · 发表于 2024-9-21 23:49:17

本帖最后由 MT4S301 于 2024-9-21 23:51 编辑

qmycy 发表于 2024-9-21 14:34
看了你的贴，给出了仿真波特图，讲了原理，但是没讲措施。
根据你发的波特图，大致有三种补偿方式：
第 ...

第一种我发过一篇帖子，我那电路重载补偿很像您这第一种。个人并不满意其效果。

第二种零点把UGB搞太高了，可能原先忽略的高频极点会产生影响。
还有仿真看不到的“极点”：从输入到输出每级间走线延迟+输出端走回反相端的走线延迟。万用板/搭棚方法可能10MHz是极限。

业界爱用的一般是第三种。把TL431阴极的PNP折叠共射共基删掉，阴极成为高阻节点，就可以产生第二个低频主极点；
零点用输出电容ESR估计便可以

qmycy · 发表于 2024-9-22 13:34:33

MT4S301 发表于 2024-9-21 23:49
第一种我发过一篇帖子，我那电路重载补偿很像您这第一种。个人并不满意其效果。

第二种零点把UGB搞 ...

第一种：
削弱整体环路的增益。
其原理，原来环路增益高，在相同的反馈系数下，环路增益越高，反馈越深。环路开环增益越低，反馈越浅。
以6楼电路为例，在Q1发射极加电阻，削弱整体环路增益。6楼原电路，是Q1一个共射放大电路，现在几分钱的通用三极管的ft=300M轻飘飘。由于米勒电容效应，大概率这里就是那个新增极点。tl431本身有50db的增益。再加上共射放大电路，约40db，连tl431以前0db以下的看不见极点可能都要冒出来。
折算成pid里的P。

第二种：
超前补偿，以6楼的电路为例，在R1上并电容（或电阻串联电容），很多小开关电源芯片，说明书上都有这个电容。
楼主期望输出15V，tl431的采样电路反馈系数F从DC为1/6,到高频变为1,相当于A*F在高频处被稍微提高。并提供一个零点，使得环路以20db/dec穿越0db线。
折算成pid里的I，积分

第三种：
滞后补偿，以6漏的电路为例，在R2上并电容串电阻（例如100欧）
以6楼电路为例，相当于tl431得采样系数F从DC1/6，到高频变成1/51，相当于A*F在高频处被削弱。并提供一个零点，使得环路，在高频某处增益以40db急速下降，在零点频率处减缓以20db/dec穿越0db线。
折算成pid里的D，微分

当然由于电路的元素还是比较多，频率补偿点也很多，AOL*F，在aol放大器侧进行补偿也没有问题，再这里不一一列举。
当然工程运用上，不可能只有一种，可能是多种，因为电源还有动态响应，考虑其时域的冲击响应。有的是无过冲响应，有的是pid里的三个峰，可以有一点过充。

pcb · 发表于 2024-9-23 10:46:54

qmycy 发表于 2024-9-22 13:34
第一种：
削弱整体环路的增益。
其原理，原来环路增益高，在相同的反馈系数下，环路增益越高，反馈越深 ...

谢谢你的分析，那么根据分析的内容，请问你觉得电路应如何改进呢？

qmycy · 发表于 2024-9-23 11:30:31

pcb 发表于 2024-9-23 10:46
谢谢你的分析，那么根据分析的内容，请问你觉得电路应如何改进呢？

你不是做出来了吗，你要改进啥？

小鬼头 · 发表于 2024-9-23 12:06:52

本帖最后由小鬼头于 2024-9-23 12:51 编辑

qmycy 发表于 2024-9-21 14:34
看了你的贴，给出了仿真波特图，讲了原理，但是没讲措施。
根据你发的波特图，大致有三种补偿方式：
第 ...

这个电路是我原创的（临时想出来的）。事前没有预先想好该如何通过补偿，来解决高频稳定性问题，也就是，目前主要依靠仿真软件的试验，来确定电路的参数（不出现稳定性问题的参数）。

1、最初的想法是，把TL431内部误差放大器的增益也利用起来。这样，容易获得优秀的电路性能。从前面仿真的结果看，其性能（环路增益）已超过所有的TL431标准应用——TL431所能提供的环路增益最多也就50多dB。

2、要把tl431的原有增益利用起来，因为已超越了厂家的保证范围，技术上有难度。通常来说，这个难度可不小。即使是电子行业内的工程师，也是如此。因此，极少见到有这样使用TL431的。MF35_等网友在前面帖子里提到不宜把tl431的增益利用起来，其原因也在此。

ps：从各方信息看，很多下游企业使用ic芯片的工程师，基本都是按datasheet的电路来做，这也表明，模拟ic芯片厂家设计其ic应用电路的那些工程师，才是模拟电路方面的真正高手。

3、有仿真软件作后盾，只要仿真模型没问题，还是能设计出高频稳定性良好的应用电路的。虽然不容易，但因为他具有挑战性、能通过他来学习新知识技能，所以，我近期花了不少时间研究我手头的tl431这样应用的ldo电路。

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回到你这里的问题：

1、肯定不是第一种补偿方法。

这是因为，tl431有一个低频极点约数khz（我的替代模型是2.2khz），加入3.3n的补偿电容后，大约变为百hz级，而输出电容处也有一个低频极点，只有数十hz（由输出电容容量决定）区间。百hz与十hz的频率距离只有10倍，这意味着，如果电路中没有低频零点的存在，那么，要获得45度的PM，可得到的环路增益（可施加的负反馈深度）大约只有20dB。而现在的环路增益至少是70dB。

2、至于是第二还是第三种，我现在还搞不清楚，因为我还在分析中。但至少可以基本确定：

（1）实际的电路形成了一个频率相当低的零点（接近于tl431补偿后的新极点频率），他能抵消掉一个低频极点，令整个电路呈单极点特性，因此能在获得高环路增益的同时、PM值也足够高。

至于输出电容的esr，他构成的零点还到达不了这么低的频率。而我现在的电路里，并没有刻意安排有产生零点的措施（仿真中曾安排过，但效果不好）。

（2）我近日才发现，这个电路实际上是有2个开环放大的支路。一路是TL431自身带输出负载的开环放大，另一路是经过bjt电路的开环放大。这2个支路的放大作用是叠加的。

照估计，就是因为这样的拓扑才产生出那个频率很低的零点的作用。而对这样的电路，还没见有资料进行过高频稳定性方面的分析，我目前正在作研究，以便找寻其中的设计控制规律。