【去库存】一组小功放

longshort

　　一直对由一个管子担任分相并直接推动功放管的电路很感兴趣，这可以直接驱动一对同极性功率管，并且电路也比较简单，但要求的主要条件是各管均有较高的直流和交流放大能力。所以这种电路的实现，就是专为高β管或高跨导管定制的方案，能够达到的重放质量，仅取决于它的开环增益有多高。

　　这是电路的原型图：
　　

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　　原型电路和普通差分输入的OTL电路差不多，只是驱动部分从共射-共集组态改成了分相-共集-共射组态，输出级的上下两个管子是同极性的，而传统的OTL输出管则由两个异极性的晶体管组成互补跟随器组态。这一改变仅仅是从实验目的出发，用来验证分相的管子可以有足够的驱动能力。电路中的所有晶体管都可以是锗管、硅管、场效应管，仅是在具体设计的时候，各部分元件的值有所不同。

　　分相管的工作点电流大小，与输出管所需的驱动电流有关。通常为了不使信号的谷点最小幅度将分相管截止，分相管的静态电流与信号谷点最小幅度的电流总是有至少3倍的比例。例如下级驱动电流最大为正负各1mA，则可设置分相管静态电流为1.5mA，这样最小的不截止电流就有0.5mA，可以确保这一点上的电流增益不会降得很低。

　　改型后的电路形式：
　　

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　　改型后的电路取消了前置级右边的配对晶体管，而将左边晶体管的发射极移到了闭环支路的加和点上，通过基极和射极之间的信号电压差来获得差动性能。这种改动会使负反馈支路上的电阻流过较大的直流偏置电流，导致前置级晶体管的偏置点电压下降，这对低电压应用有一定影响，因而前置级的工作电流需要大幅度下降，而这也可能造成开环增益的下降。

　　小功放的增益级总共两级，前置级和分相-输出级。

　　实际上分相晶体管和输出晶体管是一个放大级的整体，上下两个输出晶体管分别用于差动上拉和下拉输出信号的幅度，增益的产生由BG4跟随增益被1减后的倒数，乘以R7再除以Ri5并将结果乘以β得到。分相管的工作电流取决于输出晶体管的电流增益，这个增益越大，分相管的工作电流就可以越小，则R7就可以取得越大，从而本级增益也就越高。

　　分相-输出级包含两个子增益级：a34和a5。a5在下拉和上推的过程中，电压增益只要大于1，与a34的倍乘关系就能使整个分相-输出级的增益大大提高。

　　前置级的增益则由Rbe3//R4的值和Rbe1的比，再乘以β得到。

　　设计注释提供了这一电路的主要公式。

　　主板正面：
　　

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　　主板反面；其中较大功率的板子应用了汇流条：
　　

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　　由于这些实验具有去库存的作用，因此先用手头的锗晶体管做了几块板，再用高β的硅晶体管和高跨导的场效应管做了几块板，以此来分别比较它们的实际听音感受。音源采用德生的ICR调频收录音机，带有录音和重放的基本功能，以上海调频94.7MHz广播及随机附带的SD卡节目来重放。菲力普D8749双卡收录机上的一对可拆卸音箱作为重放的无源输出部件，其中的全频扬声器已换成了飞乐的YD120-1A。就是照片中的这种音箱：

　　

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（待续）

longshort

三．-12V/-15V/-18V 硅BJT管与场效应管的混合方案：

　　

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　　混合方案使用的晶体管组合是：BG1为2N3904，BG3为2N3906，BG4和BG5为IRF9530。

　　这一版本的前置级和分相级分别采用了高β的2N3904和2N3906，-18V下的开环增益是68.6dB，扣除20dB的固定增益后的失真水平是0.37%，在主观听感上，要比前三个版本的感觉要通透得多，舒服得多。

　　场效应管输出级的起始电流可以稍大些，低于2mA会有比较明显的交越失真出现，在12mA下有相当满意的听感。

　　

１５

（待续）

求知无足

是啊，老友说得对。任何人都可能在认识上存在局限性。只是有时不能够自己认识得到吧。

longshort

　　试听感受：

　　输出级的静态电流大小，对小信号下的失真和大信号下的开环增益有明显影响。

　　对于锗管，静态电流小于2mA即有明显的交越失真出现，克服这个失真到听感舒服至少要大于6mA，10mA静态电流下的小音量明显满意。

　　对于硅管，特别是实例中使用的S8550E，交越失真的拐点在600μA左右，2mA静态电流下的小音量听感满意。

　　在大音量下，静态电流取得大一些有助于减少输出管Vbe的峰值增量，这使大信号的开环增益减少有限，以保证有一定的反馈深度来使失真控制到指标内。

　　这两版电路的试听感受，在小音量时与-18V场管方案几无区别，大音量时比锗管方案的-3.7V版和-6V版要耐听得多，且听感中增强了厚度感，不象锗管方案那样有些声嘶力竭的明显感觉，而且锗管方案中无论哪种版本，均可察觉到程度不同的细微音染，其中锗低频管版最为明显，这与硅管方案和场管方案相比有所不同。这一点，使用锗高频管／开关管的-9V版亦不如改进后的硅管方案。

　　主观听感中的音像透明性与通透性，仍然是全场管版的感觉最好，尽管在以下的噪声测试中，它不是最佳的。


　　噪声水平：

　　对上述七种电路搭配进行了本底噪声的测试。电压表为Agilent34401A，交流电压六位半模式，带宽20Hz~300KHz，样本数值101条记录，作标准差和阿伦方差统计，结果取阿伦方差值，并拟合到20Hz~20KHz的音频段有效值，读取音频频段内的噪声密度，并根据最大输出功率对应的电压，得出放大器的信号噪声比。照片是噪声数值统计的截图：

　　

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　　其中：        μVrms                        20Hz~300KHz的测量统计值
                        (20~20,000)Hz                拟合到音频段的噪声有效值
                        μVrms/√Hz                噪声密度
                        Sm(V)                        最大功率对应的电压值
                        S/N(dB)                        信噪比

　　噪声测试给出了一种完全不同的全新体验。

　　-6V电源的锗低频管版是所有版本中本底噪声最高的，在音频范围内达到了2.86mV的有效值，信噪比为55.34dB，这似乎是意料中的结果。

　　-3.7V电源的锗开关管版就非常不错了，音频段的本底噪声只有27μV，信噪比为90.8dB，看起来3AK20的噪声贡献大一些。

　　-9V的锗开关管版结果更优，音频段噪声水平达到了1.7μV的有效值，信噪比为123.22dB。

　　相比其他版本，大跌眼镜的是全场管版，音频段噪声水平是98μV，信噪比为95.76dB。

　　硅混合版的信噪比是最高的，达133.07dB，音频段的噪声水平1.332μV。

　　-3.7V的硅改进版，音频段噪声水平为17.3μV，信噪比94.69dB。

　　-6V的硅改进版，音频段噪声水平为8.4μV，信噪比106.02dB。

　　在上述版本的比较中，锗低频管版的噪声性能是最差的，-9V锗开关管版与硅混合版位于同等水平，而-3.7V的硅改进版竟与全场管版噪声性能相当，-6V的硅改进版甚至还超过了全场管版，并且两种硅改进版的噪声绝对值全面优于全场管版，这是个令场管爱好者的我极其尴尬的结果。

　　在-3.7V改进版中，前置级使用了低噪声级别的双三极管S3DG394，但这一版的噪声水平劣于单管差分的-6V改进版；在-18V的全场管版中，前置级使用了同样是低噪声级别的双结型场效应管3DJ5，但其噪声水平一样劣于-18V的单管差分硅混合版和-9V的单管差分锗开关管版。这个结果似乎意味，音频段的差分输入形式，在噪声水平上劣于单管差分的输入形式，而且差别还相当显著。



七．小结：

        １）分相式放大器电路结构简单，精心设计的两级开环总增益可容易地达到80dB以上。

        ２）在特定闭环增益下，非线性失真度与负反馈深度成反比。

        ３）晶体管的电流增益β越大越好，场效应管的跨导越大越好，原则上没有底限，也不应该有底限。

        ４）大信号下输出级的B-E结增量大小，是在不同负载阻抗下影响失真的重要原因，而输出管的射极
        　　限流电阻加剧了这种失真的产生。对于以电压控制沟道电流的场效应管，这种情况更为显著。

        ５）恒流负载是大幅提高开环增益的重要手段，这种手段被广泛应用在集成电路中。

        ６）单管差分的噪声水平优于标准差分结构，混合形式的单管差分结构具有最高的信噪比。


　　由于异极性晶体管的相似性，上述所有电路都可以改为正电源工作。



（结束）


补充内容 (2019-1-13 14:33):
噪声测试的结果取值有错误，修正内容在44楼。致歉！

longshort

一．-3.7V和-6V的全锗管方案版本：

　　

　　根据手头现有的管子参数所确定的器件参数值都以标在图上，斜杠左边的数值是-3.7V版的，右边的是-6V版的。逗号隔开的是可用于选择的数值。

　　-3.7V版使用的晶体管组合是：BG1为3BG1，BG3为3AK20，BG4和BG5为3AK33。
　　

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　　-6V版使用的晶体管组合是：BG1为3BG1，BG3为3AX31E，BG4和BG5为3AX25。
　　

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　　3BG1是国产锗管中惟一一种高、中、低频、开关工作通吃的NPN锗通用晶体管，缺点是最大耗散太小，只有50mW，但在前置级中应用已经绰绰有余了。

　　由于总的开环增益相当低，在扣除20dB的固定闭环增益之后的重放质量，相关的失真分别达到了1.94%和3%，与大部分便携式的老式晶体管收音机放音质量相当，很不满意。



（待续）

rzzjw

又来去库存~！
用高β管，高电压，差分管，做出来该不错。

longshort

二．-9V全锗管方案版本：

　　

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　　这一版本管子的选型基于展宽开环频响的理念，所以分相级和输出级都选择了高频性能较好、饱和压降较低的开关管。但输出级换用低频管时则达不到希望的高端响应。

　　-9V版使用的晶体管组合是：BG1为3BG1，BG3为3AK33，BG4和BG5为3AK34C。

　　输出级的3AK34C的电流增益不高，因而分相级的工作电流需要充分增大，达到了20mA的水平。但在这一电流水平上的3AK33，正好位于电流增益β最高的一段位置，在-9V电源下的电压增益达到了320，或50dB。

　　前置级的电压增益为4.3，与后级的增益相乘，总的开环增益约为62.7dB，扣除20dB的固定增益后，重放的失真水平约为0.73%。这一水平比-3.7V和-6V版的要好得多，听起来还算容易接受。

　　

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（待续）

longshort

四．-12V/-15V/-18V 全场管方案：

　　

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　　全场管方案使用的晶体管组合是：BG1、BG2为差分管3DJ5FC，BG3为BSP304，BG4和BG5为IRF9530。

　　做这块板子时有点小激动，因为预期会有较好的表现，故设计中对两个频率点（1KHz和10KHz）的增益与失真分别进行了计算，相关的结果标在图中。

　　实际的板子工作在-18V下，主观听音的感觉相当干净和通透，乐器的高音和低音层次清晰，特别是低音提琴在最粗那根弦上的震动清晰可见，几与眼见无异。

　　电路的输入级采用了双结型场效应管3DJ5，FC档。源极耦合点的电阻R3用恒流二极管E102代替，而BG1的漏极负载电阻用恒流二极管E501代替。E501在端电压达到0.5V以上时的动态阻抗是2MΩ，因而在1KHz时的电压增益达到469倍或53.4dB，在10KHz时则有81倍或38dB。不过这是按跨导0.5mS的水平计算的，在这里的偏置条件下，实际的跨导在1.4mS以上，所以真实的电压增益还会再高将近两倍，或将近12dB。

　　输出级的增益不太高，受制于较低的负载电阻和BG4的跟随增益，只有22倍或26.85dB。但这时的最大频响可达150KHz，对整个放大器仍然具有良好的频率响应能力。

　　放大器总的开环增益为80.3dB@1KHz和65dB@10KHz，扣除20dB固定增益后的失真水平分别为0.097%@1KHz和0.56%@10KHz。这个水平已可媲美大多数简易的家庭音响了。

　　根据已有的工作点，计算结果的相关节点上的半功率点范围是10Hz~149KHz。

　　

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（待续）

longshort

五．改进计算的混合方案版：

　　

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　　改进的混合方案使用的晶体管组合是：BG1为2N3904，BG3为2N3906，BG4和BG5为IRF9530；电源电压-18V。

　　根据以上各版的实践，对混合方案进行的重新计算，得出的结果令人相当满意。对于分相-输出级，按频响高端截止频率为102KHz计，BG3的工作电流降到了2.262mA，R7的值则增加到1.8KΩ，这使本级电压增益跃升到1989，总增益达到104.25dB，扣除20dB固定增益后的失真度小于0.007%。

　　由于输出管IRF9530的栅源输入电容达860pF，而IRF9510的栅源电容只有180pF，相比之下是前者的21%；同时在本方案的应用中，功率裕量也是满足的。因而在保持输入节点上的频响不变的前提下，换成后者可以提高分相管负载电阻79%的值，从而大幅提高本级的电压增益，增加对失真改善的贡献。

　　混合方案的特点之一是具有较高的分相管输入电位，这使前置级的输出负载电阻值可以取得较大，从而提高前置级的电压增益。

　　进一步的改进，是在较高的分相管输入电位基础上，将R4改由恒流二极管E101替代，这时的电压增益将升至162，几乎是净增6dB，这使总增益达到110.16dB，而扣除20dB固定增益后的失真将达到0.0031%的水平。不过这将使成本稍微提高，但相比于所达到的失真指标，这点成本微乎其微。

　　这一版没有做实际产品，仅是验证了一下数值，实验过程将在以下的-3.7V版和-6V版中完成。


（待续）

longshort

六．改进计算的硅管方案版：

　　由于压降的关系，两个版本里的前置级都只能使用(0.1~0.2)mA的工作电流，这导致本级电压增益做不太高。在-3.7V版中，前置级若使用硅管，Vce将被压缩为40mV左右，这将使前置级的晶体管失去放大能力，因而须改用锗管3BG1，此时的Vce约为-0.35V，尚有一定的电流增益。

　　实际上此时-3.7V版前置级的Vce仍然太低，单管差分形式的电路已经不适合，要换成标准差分输入的对管电路才行。传统的S3DG6或S3DG8的Vce压降都高了些，且电流增益也较低；LM394或国产化的S3DG394比较适合，但价格较贵。换成标准差分形式后，前置级的Vce在1V左右。-3.7V版本最终的设计结果是将R3与R4分别用恒流管E501和E301替代，这使前置级的电压增益一举达到274倍。-6V版本的前置级用的单管差分形式，在0.2mA工作电流下的电压增益也达到了255倍。

　　-3.7V方案使用的晶体管组合是：BG1、BG2为差分管S3DG394，BG3为2N3906，BG4和BG5为S8550E。电路如下：
　　

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　　-6V方案使用的晶体管组合是：BG1为2N3904，BG3为2N3906，BG4和BG5为S8550E。电路如下：
　　

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　　分相管的工作电流为1.47mA~1.5mA。输出管的电流增益β取为350，这使在最大输出电流为320mA时有足够的基极电流供给，因而正负1mA左右的分相管工作电流摆幅是适当的，分相管也不会发生截止失真。

　　两个版本的开环电压增益分别为88.82dB和95.31dB，扣除20dB固定增益后的失真分别为0.04%和0.017%；频响为20Hz~102KHz。这个水平已经完全赶上或超过了大部分的家用音响，甚至前面介绍的全场管方案，除了输出功率之外。

　　极高的开环增益使两个版本都可以工作在40dB的闭环增益下，这样整个放大器就可以直接接在检波输出之后，此时放大器的预期失真度分别为0.4%和0.17%。

　　在低电源电压工作的版本中，输出级BG4的跟随增益与输出负载的大小有着至关重要的联系。在较低负载电阻下，BG4的Vbe电压随每十倍电流增长60mV的幅度上升，而这个电压在大电流下占分相管输出电压的比例较高，导致BG4的跟随增益迅速下降。在这种情况下，跟随增益通常会低至0.5，等效的R7阻抗只有2倍，由分相管和输出管组成的功率级增益就比较低了。这在流行的各种OTL输出级中都很普遍，提高电源电压和减轻负载，都是改善这种情况的最直接途径。

　　例如，当-3.7V和-6V版本电路的输出负载从8Ω改为600Ω时，开环增益分别上升为100.9dB和105.28dB，在闭环增益为20dB时的失真分别可达到0.009%和0.006%，这时候整个放大器能够作为一台低失真的前置放大器、线路放大器、耳机放大器使用，这种失真度水平能够适应多数录音棚对前置放大器音质的严苛要求。

　　电路中的C3-1和C3-2分别是负反馈电容器和防振电容器，在实际制作中都没有使用，但电路工作得都很好。


（待续）

乙猪

一下子，去了不少库存啊。
收藏，备用。

未成之佛

楼主真是在去管子库存啊

ekkiller

老大，对管配对情况如何？

longshort

ekkiller 发表于 2019-1-11 15:42
老大，对管配对情况如何？

不超过50%误差都可以用。现在的高beta管也用不着配对。

求知无足

锗管有明显的本底噪音，这与锗管本身噪音大有关系。锗管难得有低噪声管。而硅管，低噪音管到处都是。

ekkiller

longshort 发表于 2019-1-11 15:47
不超过50%误差都可以用。现在的高beta管也用不着配对。

用是可以用，但不知配对情况对最后的测试结果的影响有多大？