求助懂模拟电路的朋友帮忙分析下电路，不胜感激！
本帖最后由 415660806 于 2024-5-27 15:00 编辑简单说下（原理图二）的工作原理：上电输入整流滤波后高压直流正极加到C1正极，C1负极为参考点，通过L2、MOS、R1到全桥负极，注意全桥负极并不是参考点。正极高压通过R3限流后接到MOS栅极，此时MOS导通，L2被连接到全桥负极，形成回路，电容C1充电。当大于等于11V时DZ2导通，Q2导通，光耦内部红外LED导通，光耦4脚、5脚、三极管导通，三极管4脚接全桥负，5脚接R3，于是MOS Vgs被拉低到0.3V左右，MOS关闭。此时L2瞬时极性，左正右负，通过D2向电容C1续流，当电压低于11V，光耦关闭，R3上侧恢复高电平，如此循环形成振荡和闭环反馈。C2改善瞬态反应，DZ1是MOS Vgs钳位稳压管。
目前批量老化的是（原理图一）绘制的PCB板成品，现在批量出现R1电阻烧毁，或者MOS、DZ2稳压管烧毁，更有甚者元件烧了一大半，就算没烧元器件，但MOS、L2电感、R3电阻也会温升严重，针对这种情况小弟实在束手无策，我目前怀疑是C1容量取值太大或者质量有问题，但不能具体的去改善问题，拜托本坛各位朋友帮忙分析下此电路的问题及提出改进建议，非常感谢！
（电路图二）目前也有做老化测试，除了MOS、L2电感、R3电阻温升比较高以外，暂时没有发现问题。 有老哥指出DZ1稳压管用12V或者15V比较好，我更新了原理图，DZ1用11V，这样可以与DZ2元件通用，另外拜托各位帮忙指正这个原理图的元件选型是否合理，非常感谢！ 本帖最后由 bg1trk 于 2024-5-29 15:46 编辑
415660806 发表于 2024-5-29 11:06
拜托您帮我看下这里面的元件选型是否正确？那些元件需要更改，非常感谢！
按上图说话。
这种设计第一次见，感觉挺巧妙。
实质其实是斩波，通过间断的为C1充电、补能，从而维持其大致稳定的对外输出。
与纯粹斩波的区别是C1的充电通道上增加了储能电感和续流二极管，Q1关断后电感L1也能对外提供电流，减小输出波纹。
Q1的开关动作严格上说不是由正反馈导致的震荡控制的。DZ2、R5、R6、Q2、OP1和R3这套东西组成的更像是个比较器，输入（DZ2负极）大于基准（DZ2提供基准）后，输出（R3与光耦5脚的连接点）状态翻转，整个控制电路的实质其实是个反相比较器。
大概就像下面这样由图一到图二的演变：
但甭管怎么理解，Q1的开关动作是实实在在的。驱动Q1，第一要求其驱动信号方波的上升、下降沿越陡越好。第二是驱动电路要有一定的推拉电流能力，Q1的开关实际是为其栅极电容充放电，充放电电流越大，Q1的开关速度越快。
以下是对您这个电路的个人的理解。
问题：
一、R3发热是正常的，此电阻功耗大概有三四百毫瓦，用1瓦的电阻，温度肯定低不了。
二、Q1、R1发热甚至烧毁，问题在Q1栅极供电和开关速度上。
1、供电问题。
DZ1虽然改为11V，但GS极供电电压依然是频率100Hz，幅度0-11V的脉动直流。这会造成在某些开关周期Vgs电压不足，Q1有一段时间处于放大状态。
2、开关速度。
上述1说的还是次要问题，Q1的开关速度隐患更大一些。
1）4N65这类管的Ciss有几百PF吧，因栅极供电电阻R3的阻值很大，会导致Q1栅极充电电流只有1-2mA这个级别。栅极电容充电电流小---栅极电容电压上升缓慢---管子处于放大区的时间长---损耗大。也就是驱动能力不足导致开通时上升沿坡度变缓，开通缓慢导致功耗升高。
2）光耦是低速器件，光耦的存在会导致Q1开关速度变慢，损耗上升。
改进：
一、改进Q1栅极供电。
1、DZ1上并联一只47-100uF的电容，Q1开通时栅极充电电流全由这个电容提供，约为稳定的12V。这就避免了交流供电时顺时电压不足Vgsth时Q1无法完全开通导致的损耗。还避免了周期性供电造成Q1时开时不开的不稳定状态。
2、增加电容后，Q1的关断要靠光耦给电容放电，这会增加关断时间。DZ1正极到Q1栅极间要加一只限流电阻，此电阻的存在可保证光耦迅速拉低栅极电压，使改进后的关断速度不会变得太慢。
不改、小改板子的话，只能做到以上这些了。
因Q1栅极充电电流主要由电容提供，R3的主要作用由栅极供电电阻变成为电容充电的电阻，R3阻值可以增大些，减小其发热。
缺陷是增加的限流电阻仍然会影响Q1开通速度（尽管不如原来R3的影响那么大），还是会多出些损耗。
再改的话，就要在Q1栅极加图腾柱，由图腾柱的上下管负责Q1栅极充放电，增强驱动能力后可保证Q1快速开关。
还可以在光耦的输出与图腾柱输入之间串入两个非门，经非门“整理”后的方波其上升、下降沿就会变得非常“利索”，可避免光耦这个“慢腾腾”的家伙带来的负面影响。这一点纯粹是推论，没实际做过，出发点是改善驱动脉冲波形。
您这个设计是靠光耦平移驱动电平，光耦开关速度慢的缺陷没啥好办法，换高速光耦试试吧，没有在驱动通道上用光耦的经验，不敢乱说。
开关电源的驱动通道一般不用光耦，就因为它的速度慢。这个位置一般是用驱动变压器，但您这个设计要是将光耦换成脉冲变压器的话，改动就太大了，不值得。
给您这个电路用Multisim做了仿真，Multisim不太适合做开关电源的仿真，但手头上只装了这个，大概看看做个参考吧。
光耦直接驱动：
图腾柱驱动：（压缩软件不合适，无法分卷。需要的话，晚上换电脑压缩后再上传）
本帖最后由 heliu 于 2024-6-4 09:05 编辑
小鬼头 发表于 2024-6-3 16:38
今天再仿真了一下。
发现mos管电路单独不能自激振荡起来，原因是，虽然相移能达到180度、但在相移达到 ...
个人以为
开关管的开通到翻转的原因不是电流达到DZ1/R1的限制，而是L2和C1的充电常数。在C1电压达到Q2导通让光耦给栅极放电，就是翻转时刻。
证据嘛，你可以仿真的时候加大C1，电路开通的前一段时间，C1初始为0电压时，开关管类似恒流管状态持续到在C1电压达到Q2导通。
电路的ton由L2、C1、和负载电阻决定，toff由C1、和负载电阻决定。
另外，如果设计额定输出时电路在DCM断续模式，因为起始电流很小，驱动前沿上升慢导致的损耗并没有想象的大。 回头想了一下一楼的主题帖内容和电路：
1、这2个电路的基本拓扑是一样的，由2部分组成。
第一部分是mos管的自激振荡电路，包括d极负载上的电感电容，以及提供反馈信号返回的g极电阻。其中L1、C1提供2个互为共轭的极点，g极电阻与Cgs提供第3个极点，因此，能产生180度相移而形成自激振荡。L1、C1的共轭极点频率约16kHz，Cgs极点频率约数百hz，整个电路“自由”振荡频率刚好足够高（超过人耳听觉频率）。
第二部分是bjt、光藕组成的线性控制电路。能根据dc输出电压去干预mos管的振荡过程，从而控制输出dc电压。
因此，整个电路类似早期的无ic的变压器单管自激开关电源那样工作，而不是按版主前面说的斩波方式工作。假如是斩波工作，斩波的频率也太低（工频），效果不会好。
我曾用multisim仅对mos管电路这一局部电路仿真了一下，证明在拆除bjt、光耦这些控制电路之后，mos管能以开关方式工作，220Vac输入时输出电容2端的输出dc电压能达到146v，也看到了振荡波形。但时间所限，没有作更深入的仿真，所看到的开关波形也不是很清晰。
2、楼主在一楼提出，电路一为何不工作。我前面曾回应过，我现在的看法跟原来没有大的差别。也就是说，电路一很可能是因为线性控制环路出现了自激而导致。
3、楼主一楼还提出，希望大家能给出改进的建议。但是，对于电路二来说，他说已经能正常工作，只是个别元件温度较高。
对于电路二的这些元件温度较高，直接关联的原因是这整个开关电源的变换效率问题。而从楼主的发帖内容看，其开关电源知识储备不多。更重要的是，他还不提供有关原型电路（所参考的外国电路）和现在电路的变换效率方面的任何信息。比如，输入电压多大和输出电压、电流是多大时温升明显，是不是同样情况下明显比原型电路温升高。
这么一来，就有可能出现这种情况：这种电路的变换效率也就是这个水平，在不作大改动时，是没有多少提升空间的。换言之，前面那十页八页的网友热心回帖，可能只是做了个无用功。
本帖最后由 heliu 于 2024-5-29 12:17 编辑
拜托您帮我看下这里面的元件选型是否正确？那些元件需要更改，非常感谢！
感觉Q2换成TL431更好，开关要迅速很多。 不明白为什么要搞得这么复杂？是什么东西要用这种稳压电源？ 这个地方不太对吧 4N65当导通的时，压降全部在R1、L2、Q1上，输入电压越高，电流越大，发热越严重。 你描述的振荡过程，实际上是负反馈的过程。
负反馈有可能是进入一个线性状态，也有可能是振荡状态。
如果负反馈回路中部分电路含有比较器、整形电路，那么能产生方波的振荡。
但现在看你的电路回路纯粹是线性放大，这个振荡能否持续震起来，或者是方波形式震起来很难说。 loader 发表于 2024-5-27 15:38
4N65当导通的时，压降全部在R1、L2、Q1上，输入电压越高，电流越大，发热越严重。
感谢您的回复，在三个元件确实发烫很严重，直流输入温升正常，在交流市电输入的情况下温升很严重。 dabfxz 发表于 2024-5-27 15:27
不明白为什么要搞得这么复杂？是什么东西要用这种稳压电源？
感谢您的回复，这个电源支持12-240V输入，稳压电源做不到这么宽的范围。 locky_z 发表于 2024-5-27 15:42
你描述的振荡过程，实际上是负反馈的过程。
负反馈有可能是进入一个线性状态，也有可能是振荡状态。
感谢您的回复，这个工作原理我开始是不明白的，是一位老哥帮我分析出来的，我到现在都不是很明白这个电路的工作原理。:L 楼主你这是自己设计制作分立件的非隔离式开关电源，用来代替像Viper12A这样的开关电源芯片的非隔离应用，投入产出比低，但精神可嘉。
对于开关电源来说，也像负反馈放大器一样，设计或制作的时候，也要处理好高频稳定性问题，避免出现自激。
从电路一和电路二可以看出，这2个电路的零极点分布是有相当大的区别的，因此，一个电路自激，另一个不自激，也挺合情理的。也就是说，楼主电路一的存在问题，大概率是因为出现了自激。
如果确实是因为遇到了自激，那么，就要采用处理高频自激的措施。我对开关电源研究不多，提不出具体的处理办法，但知道处理自激的方向可以是：
一是降低开环增益，或者是增大闭环增益（包括噪声增益）。原理上这2种做法是等效的。比如，给光耦驱动管e极串一只100欧级的电阻，或者是增大mos管的s极电阻。
二是通过类似miller补偿的高频补偿方法，拉开主极点与第二极点的频率距离。你这个电路的主极点似乎是光耦产生，但不方便采用miller补偿，可给mos管g、s极并一只nF级的电容试一试。
三是采用开关电源常用的复杂相移网络，控制好相位移动的速度。这个我没研究过，你可以自己研究。 电容降一点看看效果吧。
不然就用图二。
就原理来说，不隔离为了省变压器才用上电感吧？这样子找找LED灯的驱动IC能好点吧。 小鬼头 发表于 2024-5-27 16:19
楼主你这是自己设计制作分立件的非隔离式开关电源，用来代替像Viper12A这样的开关电源芯片的非隔离应用，投 ...
感谢您的回复，老哥您太夸奖我了。我这完全不懂模拟电路的人是设计不出来这样的电路的。这个电路是抄国外产品的，ABB也有用这个电路，但自己转化过来出现的问题比较明显。 heliu 发表于 2024-5-27 16:27
电容降一点看看效果吧。
不然就用图二。
就原理来说，不隔离为了省变压器才用上电感吧？这样子找找LED灯 ...
感谢您的回复，图二目前也有做老化，但MOS、L2电感、R3电阻这三个元件温升还是较高，暂时没有发现问题。
主要是这个电源支持12-240VAC/DC输入，电源芯片是做不到这么宽范围的。 locky_z 发表于 2024-5-27 15:42
你描述的振荡过程，实际上是负反馈的过程。
负反馈有可能是进入一个线性状态，也有可能是振荡状态。
对。他这两个电路，主功率管的开关工作方式与线性负反馈之间没有清晰的分割，可能会互相牵扯，令问题复杂化。 本帖最后由 fshwen 于 2024-5-27 16:48 编辑
刚没人回复，写了一段回复居然没发上来，居然退出登录，再上来看都这么多回复的了；
其实我个人也不是很懂，上面各位都分析的很好了，我简单掺和几句吧，楼主的电路大概率工作在线性区了，改进的意见是在光耦的LED两端接个几K的电阻，把光耦换成类似H11L1（只是举例说明）的这种开关输出型的，或者不换光耦，把MOS管的驱动电路改成开关驱动的也可 本帖最后由 美人鱼999 于 2024-5-27 17:11 编辑
开关电源，不用示波器看波形吗？，参数的调教，都要看波形的呀！