本帖最后由 bg1trk 于 2024-6-14 13:17 编辑
415660806 发表于 2024-6-14 11:11
感谢您的分析，我仔细看了分析非常到位，我还得消化下，模拟电路很多都不明白。
您别客气，能时不时看到从产品上扒下来的电路，也是个学习的机会。
这个电路您给他拆成三个单元来看，其实并不复杂，核心是C2，几个单元都是围绕C2做文章。
单元一：
由Q2、R10、DZ3组成，这种形式的电路是最简单的串联稳压，Q2的发射级电位约基极电位减0.7V，基极电位稳定，发射级电位就稳定。其供电电源为C2，靠C2放电维持VCC、VSS的对外输出。
VCC的供电回路是C2正极--负载--Q2--C2负极，之前您把Q2画成NPN型管子，这个回路就不存在了，GND属于悬空状态，加在VCC与GND之间的负载没有电流通道，是不能工作的。
VSS的供电通道是GND--负载--VSS，其实就是Q2的管压降，Q2管压降为右正左负，所以VSS相对于GND为负值。VSS提供的负载电流是+5V负载电流的一部分，且为负压。
电路设计时把调整管放在负极回路的用意就是这个，辅以灵活巧妙的设置GND节点，以最简形式向外提供+5V（VCC）和-20V（VSS）。-20V这个值是波动的，约在-20V到-35V之间吧。
单元二：
由U1、R6、R7、R8、DZ2组成，U1的作用就是个常开开关，上电后就开通，想关断它，拉低其Vgs即可。
DZ2是保护管，使其Vgs不超过12V，避免击穿栅极。
单元三：
由Q1、DZ1、R2、R3、R4、R5组成，这是个开关控制电路，控制器件是Q1，被控制对象是U1的Vgs。大概动作是Q1导通拉低U1的Vgs，使其关断。Q1截止，U1栅极被重新充电，开通。
Q1的导通和截止由R3上的压降决定，硅管的Ube一般其0.7V，即R3压降达到0.7V时Q1导通。
R3、R4、R5是电阻串联分压，知道R3阻值和其上的压降，就能算出R3至R5的压降，这个电压就是Q1的导通阈值，也就是直流供电时关断输出的上限。算算，这个上限值在三十六七伏之间。
R2是微调电阻，通过调整其阻值增减IR2，IR2的变动会使Ur4、Ur5跟着变，U1的关断阈值也就跟着变了。
用上述方法可计算出直流供电时U1的关断阈值在36、7V到40V之间，与您的实测相当（实际测量值有元器件的特性有关，会与计算值存在少许出入）。
交流供电时加在输入端的电压，其大小和极性是随时间不断变化的。D1是整流管，取出交流电的一个半周，舍弃另一个半周。
以AC50V供电为例，加在D1正极与VCC之间的是频率为50Hz的一串间断的馒头波，幅值在0至71V之间变动。
当幅值在U1的关断阈值之下时，U1开通为C2充电。当幅值超过U1的关断阈值，就比如是38V吧，馒头波的幅值上升到38V以后，U1关断，C2无充电电流，端电压不会再上升，这就维持了C2上的电压最大为38V。
且这个38V不会随交流供电电压的上升而上升，比如说供电改为AC220V，无非是经D1整流后的那串间断的馒头波的幅值在0-310V之间变动。升到310V也没用，因为馒头波幅值到38V时U1就关断了，C2上的电压依然最高只到38V。
这就是您看到的交流供电50-250V变动时，输出电压不随输入电压大幅度变化的原因。
美人鱼999 发表于 2024-6-14 11:54
丝印是厂家自己设定的，没有统一的标准。各个厂家都有自己的编号规则。
同样是丝印2G，可能有十多种不同 ...
这个确实是这样，不像电阻都是统一的丝印标准，搞得我开始以为是BC850C，看丝印一模一样，经您指导才知道型号用错了。
本帖最后由 415660806 于 2024-6-14 15:22 编辑
bg1trk 发表于 2024-6-14 13:05
您别客气，能时不时看到从产品上扒下来的电路，也是个学习的机会。
感谢您的回复，我对这些电路不是很懂，但我喜欢拆感兴趣的玩意，特别是我没有见过的，没事就搞出来让大家看看，通过大家的回复我可以学到不少东西，非常感谢！另外我再请教个事情，我前面在本论坛发过这个电路，工作原理您和别的坛友已经详细的分析过了，原来的电路上电瞬间电流比较大，现在这个电路经过升级，变压器增大了骨架并重新绕制，减小了上电冲击电流，电路变化不是很大。改动的地方我圈出来了，这个上电冲击电流主要影响应该是变压器吧？MOS参数减小了，稳压管也减小了功率且降低到15V，这个15V稳压管并在光耦3和4脚中间有什么好处？
415660806 发表于 2024-6-14 15:19
感谢您的回复，我对这些电路不是很懂，但我喜欢拆感兴趣的玩意，特别是我没有见过的，没事就搞出来让大 ...
我又来掺和一下，左边是用18V稳压管实现辅助电源的稳压，右边稳压管接到光耦的出端，这是通过关闭U1来实现辅助电源稳压，这样做有可能会使主输出不稳定，因辅助电源的负载回路是固定的，但主输出的负载可能是变化的，两者很难达到平衡，还有就是当上电时副电源为0，电流检测电阻产生的电压会通过DZ1到电容形成分流。
个人认为场管U1的栅极应该加上限压措施，上电时的大电流冲击超过电路的设计值了吗？从设计上看1欧产生0.7V时为0.7A。我自己主观上认为左边的电路好些，把R7的值搞个几十欧，会降低对主绕组和DZ1的冲击，可以的话在光耦输出上加个限流电阻，降低副电源的负担
以上只是纯从电路上的理解
415660806 发表于 2024-6-14 15:19
感谢您的回复，我对这些电路不是很懂，但我喜欢拆感兴趣的玩意，特别是我没有见过的，没事就搞出来让大 ...
减小上电冲击的常用手段是在电源入口处设置一只NTC。
没做过母线电压20-400V这么宽范围的电源，不清楚变压器计算时该优化什么，您再等等，看看有没有其他朋友给解释。
DZ1移位后，相当于在其负极与地之间垫了两只电阻R1、R2，光耦4脚电压会比15V高一些，限制光耦供电电压的作用还在。
非要强行解释的话，个人理解是又增加了一条原端反馈回路。
作用嘛，比如遇到输出短路这种情况，此时光耦1、2脚无供电不能工作，C3上的电压升高到15V（稍多一点）以后DZ1击穿，Q1、Q2导通，关断开关管U1。再比如431这路反馈损坏时，还可以靠原端反馈控制输出电压不至于升的太高烧毁负载。
U1的参数是在设计时确定的，电流按20VDC供电来计算，耐压按400VDC供电来计算。没做过这么宽供电范围的反激电源，不知道有没有啥特殊之处。
C4是调整相位裕度的，作用是增加电源的稳定性。调试时一般是先用一只100N电容或者再串个1K电阻，反复调整R、C直至效果最佳。改成1UF是不是太大了点？不过一切都要以实际效果为准，如果电源能很好的工作，那就是它吧。
D3移位后作用与原来是一样的，没区别。
强行解释的话，未改前D3正机接地，而接地处往往可设置大面积铜箔，D3可通过引脚利用这大面积的铜箔来散热，工作条件比移位后稍好一些吧。
fshwen 发表于 2024-6-15 10:01
我又来掺和一下，左边是用18V稳压管实现辅助电源的稳压，右边稳压管接到光耦的出端，这是通过关闭U1来实 ...
感谢您的回复，现在我实验了左边的电路，输出和稳定性基本没有大问题，就是上电的时候瞬间电流很大，前面加NTC或者电阻都不能有效解决这个问题，所以想问问升级到右边这个电路会不会有改善。另外R7我实验的时候贴的是1R电阻，这个可以随时更换。您的意思是在光耦第3脚后面加个限流电阻吗？这个没有问题，但电阻取值不是很懂啊！
bg1trk 发表于 2024-6-15 10:41
减小上电冲击的常用手段是在电源入口处设置一只NTC。
没做过母线电压20-400V这么宽范围的电源，不清 ...
感谢您的回复，目前我实验的就是左边电路转化的实物，老化了近一个月暂时没有发现大的问题，现在就是上电冲击电流很大，然后这颗MOS也挺贵的，右边的电路相对应左边的成本上会降低一点。
冲击电流大，可以适当加大NTC或电阻（串联）来改善^_^
本帖最后由 bg1trk 于 2024-6-15 13:03 编辑
415660806 发表于 2024-6-15 11:13
感谢您的回复，现在我实验了左边的电路，输出和稳定性基本没有大问题，就是上电的时候瞬间电流很大，前面 ...
使用专用IC的它激电路，IC本身都有缓启动功能，会限制开机时的启动电流。NTC更大的作用是限制电源入口处的那个大电容的充电电流，用在您这可能效果不明显。
DZ1移位是您的意思，还是贵司电源工程师的意思？
如果是工程师的意思，猜测他的思路可能是：
1、上电伊始、输出未达到12V之前，431这路反馈是不起作用的，占空比完全由R1上的压降决定，这是此电路的最大占空比，也是电流最大的时候，表现就是上电的时候电流大。
2、DZ1移位后，即使在上电后输出未达到12V这段时间，只要C3上的电压上升的足够快，达到15V后DZ1击穿可使U1相对于“1”提前关断，这就提前结束了最大占空比，使开机时的电流下降。
以上都是推断这么改的用意，不一定对，您实际试试吧。
您测试时可以尝试下调DZ1的稳压值和C3的容量（增加3-4脚绕组匝数也是个办法），使新增的这路原端反馈更早的工作，更大限度的压缩最大占空比时长，看看开机电流会不会有更大幅度的下降。
电阻R7的问题：
电阻R7这个位置预留焊盘，用意是方便以后更换不同阻值的限流电阻，用于调试。计算取值，大致是：[（3-4绕组的输出电压）-18V]/光耦平均电流。
左图中R7就是并联稳压中的限流电阻，您可以在调试时调整其阻值，原则是C3上的波形不出现明显凹坑的前提下尽量增大其阻值，这样可以减小DZ1的功耗。
没有要在光耦后增加限流电阻的意思。
光耦后面按理说要加个限流电阻，目的是避免光耦完全导通时C3经Q2的BE节直接放电，对Q2有保护作用，相当于可控硅控制极的限流电阻吧。
当然这只是原则上要这么做，实际电路考虑到其他限制条件，也可能无需这么做。
建议您遵从原设计，别自找麻烦。
本帖最后由 bg1trk 于 2024-6-15 13:07 编辑
415660806 发表于 2024-6-15 11:17
感谢您的回复，目前我实验的就是左边电路转化的实物，老化了近一个月暂时没有发现大的问题，现在就是上电 ...
MOS的参数，在这么宽的输入电压范围下按常规算法真拿不准，不敢乱说。
倒是有个办法，您拿示波器看看启动时、正常工作时U1的峰值电流，按这个峰值再留些余量去选取U1的电流参数。
耐压问题，详细计算过程曾发过帖子，您参考参考：
http://www.crystalradio.cn/forum.php?mod=viewthread&tid=1747480
您这已经成型的电路了，只能在RCD吸收回路上做文章，以降低U1的耐压值。
比如说在R6上并联一只瞬态抑制二极管和吸收电容，比如说加一只150V的管子，400+150=550V，再留些余量，U1用600V的管子就可以了。
但这么弄要增加成本，与靠U1硬抗反压的成本相比不一定低，需要权衡。
bg1trk 发表于 2024-6-15 12:38
使用专用IC的它激电路，IC本身都有缓启动功能，会限制开机时的启动电流。NTC更大的作用是限制电源入口 ...
非常感谢您的回复，这个稳压管换位置和元件换规格都是电源工程师这样搞的，我就拿来测试和分析下，具体原因不得而知，问了也没告诉我，只是说前面的电路有点小问题，就是上电冲击电流过大。
415660806 发表于 2024-6-15 14:31
非常感谢您的回复，这个稳压管换位置和元件换规格都是电源工程师这样搞的，我就拿来测试和分析下，具体原 ...
跟首楼一样都不是好的设计。
本帖最后由 935482411 于 2024-6-15 23:08 编辑
king5555 发表于 2024-6-15 21:10
跟首楼一样都不是好的设计。
人家的原设计是没有问题的。
问题是修改者改变了原设计者的电路参数而导致的问题出现。
比如：后面的图，原设计12v600mA，输出功率为7.2w。修改后，就成了12v1000mA，输出功率12W。^_^
输出功率大了，元器件工作发热是正常的现象……而楼主却认为它是有瑕疵的～
king5555 发表于 2024-6-15 21:10
跟首楼一样都不是好的设计。
D3的位置改变，好像没有啥意义！完全等效的。
如果是大功率封装的话，才考虑如何安装方便。
SS310是3A贴片二极管，怎么装 都没有问题。
美人鱼999 发表于 2024-6-16 09:12
D3的位置改变，好像没有啥意义！完全等效的。
如果是大功率封装的话，才考虑如何安装方便。
是楼主公司的电源工程师搞的改进。
原设计D3正极接地，用意嘛，接地处设置大面积铜箔用于地平面等电位兼顾提高载流能力，正极接地可利用这大面积铜箔散热。
改进后的位置，估计是因为方便布线吧。