同相+反相两级放大的稳定性问题

MT4S301 · 发表于 2024-7-23 16:40:34

本帖最后由 MT4S301 于 2024-7-23 17:02 编辑

1996 发表于 2024-7-23 16:23
呃🤔，没说，但是自动控制原理老师把这个叫做相位超前校正，把这个正负输入倒过来一下就行，这 ...

Lead-Lag法的lead是吧，，，俺不懂自动控制。
图片里的运放gain>>1还好些。相位裕度不够60度的系统这么搞可能稳定性出问题.

inv_NODE_CAP.png (102.38 KB, 下载次数: 0)

MT4S301 · 发表于 2024-7-23 17:22:37

1996 发表于 2024-7-23 16:51
鷳鼸漣

三个字都是乱码

1996 · 发表于 2024-7-23 17:30:55

MT4S301 发表于 2024-7-23 17:22
三个字都是乱码

咱是说：这种“怀旧”做法的麻烦和快乐就都在这里了，在方寸之间辗转腾挪

MF35_ · 发表于 2024-7-23 17:32:29

本帖最后由 MF35_ 于 2024-7-23 17:34 编辑

1996 发表于 2024-7-23 16:23
呃🤔，没说，但是自动控制原理老师把这个叫做相位超前校正，把这个正负输入倒过来一下就行，这 ...

负输入端的对地电容是环路不稳定的根源之一，同理任何负反馈系统的反馈接收端都不能有电容，因为电容会使反馈信号变慢，如果输出器的调整速度大于反馈信号的速度，输出就会超调，从而引起系统振荡，这个原理在自动控制中也是适用的，自动控制的PID算法，其实就是调整环路的零极点，使其稳定

我觉得你的老师不应该会犯这个错，应该是你记错了，相位补偿电容一般是接在输出端和反馈接收端的，从时域上讲就是用来加速输出端的信号到达反馈接收端，从频域讲就是增引入了零点

1996 · 发表于 2024-7-23 18:05:55

MF35_ 发表于 2024-7-23 17:32
负输入端的对地电容是环路不稳定的根源之一，同理任何负反馈系统的反馈接收端都不能有电容，因为电容会 ...

正常的是这种，我这个不正常是因为板子做好了懒得改先试试，不过感谢提醒，印象中只告诉我们怎么做，没告诉我们不能怎么做，要不然就是老师没讲，要不然就是我上课摸鱼了

，这里的问题不太大，后续给它正负输入端倒一下就行
捕获.JPG

MF35_ · 发表于 2024-7-23 19:48:37

本帖最后由 MF35_ 于 2024-7-23 19:51 编辑

1996 发表于 2024-7-23 18:05
正常的是这种，我这个不正常是因为板子做好了懒得改先试试，不过感谢提醒，印象中只告诉我们怎么做，没 ...

如果有C1，就不能没有C2，否则C1R1构成极点，如果极点频率在闭环增益曲线平直段延长线和开环增益曲线交点频率之内，则电路振荡，所以需要在R2上并联C2形成零点来抵消它，而零点的位置也必须在闭环增益曲线平直段延长线和开环增益曲线交点频率之内，否则补偿不到这个极点

而如果C1*R1=C1*R2，则意味着零极点在同一处，因此它们完全抵消，所以闭环增益就是一条平直的线（至少在与开环增益曲线相交前是），因此这个图讲的相位补偿，放到幅频特性上就是使闭环幅频特性变得平坦，而幅频特性平坦，相位就是不变的，所以也叫相位补偿。

但这种补偿方式一般在音频场合使用，因为音频放大的是宽带信号，所以很关注相位失真，其次随着频率逐渐升高时，两电容将逐渐难以维持和两电阻相同的比例关系，补偿将逐渐不起作用，甚至造成振荡，因此需要在此之前把环路增益弄到0dB以保证稳定。如果是仪器仪表这种同一时间只测量带宽有限的信号，则不太需要这种补偿，因为不同时间的测量是不相关的

1996 · 发表于 2024-7-23 19:55:56

MF35_ 发表于 2024-7-23 19:48
如果有C1，就不能没有C2，否则C1R1构成极点，如果极点频率在闭环增益曲线平直段延长线和开环增益曲线 ...

C1R1是零点吧

图里传函都给出了，不过后面一半应该是对的，把C2拿掉，离振荡不还有条件嘛，早先的实验（24楼）也证明了没有振荡，只是需要合理的C1

MF35_ · 发表于 2024-7-23 19:58:19

本帖最后由 MF35_ 于 2024-7-23 20:01 编辑

1996 发表于 2024-7-23 19:55
C1R1是零点吧图里传函都给出了，不过后面一半应该是对的，把C2拿掉，离振荡不还有条件嘛，早先的实验 ...

我说的零极点，指的都是环路的零极点，所以放大器响应的零点，就是环路响应的极点，研究放大器稳定性是看环路特性，所以习惯上称极点零点都是指环路特性。

放大器响应的零点，就是环路响应的极点，这句话其实只对反相放大器有效，因为反相放大器信号传输是完全经过环路的，而同相放大器信号传输不完全经过环路

1996 · 发表于 2024-7-23 20:00:08

本帖最后由 1996 于 2024-7-23 20:07 编辑

MF35_ 发表于 2024-7-23 19:58
我说的零极点，指的都是环路的零极点，所以放大器响应的零点，就是环路响应的极点，研究放大器稳定性是 ...

你说的这种情况，是补偿器在反馈环节里，我这个补偿器是在前向通道里啊

，从最后的输出到放大器前是没有反馈的，所以放大器的零点就是整个系统的零点，这个做的目的是为了补偿频率升高后的读数下降问题
捕获.JPG

MF35_ · 发表于 2024-7-23 20:10:45

1996 发表于 2024-7-23 20:00
你说的这种情况，是补偿器在反馈环节里，我这个补偿器是在前向通道里啊，这个做的目的是为了补偿频 ...

我的哥，你还没明白，对于反相放大器，输入信号的那个电阻也在反馈网络里，放大器不论同相输入还是反相输入，反馈网络的拓扑都是相同的，，区别只是信号输入的极性和参考端不同

你如果是高频衰减，那么就是你的带宽不够，带宽不够有多种原因，有GBW的原因，也有反馈环路限制的原因，你这么胡乱试是搞不出来的，你得明白你带宽不够的原因在哪，然后针对性的搞才行，你搞个仿真软件仿真一下啊

MF35_ · 发表于 2024-7-23 20:15:38

而且仿真软件也不是你这么用的啊，我看你就是挂个信号发生器挂个示波器看波形，这就是看个热闹，没法做分析，你要仿真放大器，至少得懂怎么做交流分析，就像31楼的老师给你的图那样，弄会这个仿真，设计个你要的放大器不是手拿把攥？

1996 · 发表于 2024-7-23 21:39:46

本帖最后由 1996 于 2024-7-23 21:43 编辑

MF35_ 发表于 2024-7-23 20:15
而且仿真软件也不是你这么用的啊，我看你就是挂个信号发生器挂个示波器看波形，这就是看个热闹，没法做分析 ...

别怪我较真哈

您好好看下，那玩意儿是示波器嘛，multisim中的XBP1就是波特率测试仪的意思

放大器输出到表头，表头输出没有回到放大器，不存在反馈环，不能想当然的加进去，更何况讨论的只是这个放大器本身

整个系统存在的反馈环节有：放大器的输出——放大器本身输入的反馈，表头输出——表头输入的反馈

其中：
放大器的传递函数=G1=A倍（R1C1s+1）/T1s+1，其中Ts+1是运放带来的极点
根据实验测得的数据，忽略300kHz时的幅值小幅上升，将未补偿的表头传递函数简单等效成一个惯性环节G2=1/T2s+1
整个系统的传递函数=G1*G2
引入R1C1是为了补偿T2s+1，将整个系统的带宽扩展一些

24楼的实验，不存在G1环节，而是在G2环节直接引入了一个零点，得到的数据和bode图（误差图和bode图形状一样）的形状也说明它是个零点，电路也没有发生振荡，只是这个零点的表达式我不会，因为表头的反馈环中间串了俩二极管，而且是同相放大器，所以我直接开始仿真

下面是表头电路的仿真，为了和更好的和实验数据对比，补充说明，机械表为200欧内阻，1mA满量程（满量程时表头两端200mV），我将Y轴进行压缩，Z轴也限制到1kHz——3MHz，先说结论，数值的变化趋势基本和仿真一致，数值的绝对值有差异，若继续加大仿真中的电容值，则bode图形状也就和实验趋同，说明数值差异属于元器件参数和仿真模型之间的误差

图一：未加入“补偿”，可以看到表头电压/输入电压的放大倍数≈2，即6dB，与实物符合，同时
实验数据200kHz的衰减有0.05dB，仿真中有0.2dB，
实验数据700kHz为0.82dB，仿真中有1.5dB，
实验数据1300kHz为2dB，仿真中有2.2dB
从以上三点来看，基本符合仿真结果
未加入补偿.PNG

加入补偿后，还是以上面三个点的数据来对比，可以看到，无论是仿真还是实物，加入这个补偿电容后，输出的读数误差都变小了，虽然只是bode图上的一丢丢位置，但在实际使用中就是音频和中波的区别
实验数据200kHz衰减0.04dB，仿真中有0.013
实验数据700kHz衰减有0.13dB，仿真中0.3dB
实验数据1300kHz衰减有0.25dB，仿真中有1.3dB
加入补偿后.PNG

MT4S301 · 发表于 2024-7-23 22:28:00

本帖最后由 MT4S301 于 2024-7-23 22:37 编辑

1996 发表于 2024-7-23 21:39
别怪我较真哈
您好好看下，那玩意儿是示波器嘛，multisim中的XBP1就是波特率测试仪的意思
放大 ...

。。。
1、G1不能只有运放低频主极点。要包含第二极点，总共2极点。你这个场合还用单极点近似会看不到问题。
2、#39楼的框图没问题，有问题的是单独拆开看表头Gp(s)这一个系统。表头Gp(s)展开成AOL(s)与β(s)：

屏幕0754.png (94.2 KB, 下载次数: 0)
现在你的AOL有2个极点没有零点，β有1个极点没有零点。。那么AOL×β有3个极点没有零点。3个极点不自激的理由我猜是：你仿真的表头Gp让β极点频率比AOL的第二极点频率低不少，整个feedback loop仍能当成主极点2阶系统，满足奈亏死特稳定判据。
但是，#24楼实测的补偿后幅频曲线在3MHz高高耸起，我怀疑实物环路不够稳定。
而我#31楼的电路故意让β极点频率绕着OP27 AOL的第二极点变化，系统直接自激（接近环路带宽处出现2个极点，gain来不及下降而phase已经绕到180°）。OP27内部复杂补偿，比你用的单极点AD843更容易自激些。
以后真的慎重在运放反相输入脚对地加电容。这次843脾气好以后说不准。万一你下次真用OP27呢

P.S. 你843模型哪找的？ADI官网？如果不是官网下的，有可能不准确

1996 · 发表于 2024-7-23 23:01:48

MT4S301 发表于 2024-7-23 22:28
。。。
1、G1不能只有运放低频主极点。要包含第二极点，总共2极点。你这个场合还用单极点近似会看不到 ...

OP27的确不太友好，第二极点离得特别近，大约在主极点十倍频率附近，同时空有8MHz的GBW，FPBW算下来就很垃圾……（今天新学的

倒是有些帮助，解释了op27做表头的差劲表现），仿真中接成跟随器，在2MHz时都有2dB的尾巴，若再串上表头的尾巴，那可能就真凉了，AD843的模型是multisim12自带的，我还没搞定把spice模型导入TINA的问题
关于那个3MHz的隆起，我也觉得比较膈应，担心测量非正弦信号时出问题，减小电容可以改善，不过牺牲补偿后的实用带宽，在补偿电容前面串联一个电阻可以改善，但是那样调整起来就纯折磨

崂山 · 发表于 2024-7-24 07:53:22

本帖最后由崂山于 2024-7-24 07:54 编辑

后面就是个普通的反向放大器  本身很稳定；
前面是个同相放大器，这个电路需要避开一个特定的放大系数    我现在记不清这个系数是几了。

大概不是2，就是3 只要不是这个特定的放大系数，系统就是稳定的。否则会出现振荡。
你的前面那一级放大，似乎正好中彩

恭喜！

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