【去库存】一组OTL小功放

longshort

　　很熟悉的电路结构，OTL功放，却从来也没有实际制作过，早些年那时缺钱缺材料，当然更缺理论知识。原以为不会再与这类电路有交集了，却没想到在听了sjp坛友的录音后，喜欢上了这个电路。特别是采用了与传输线变压器相同的绕制方式，低频锗管的频率特性得到充分的发挥，丝滑的音响效果给我留下强烈的印象。

　　在对OTL电路进行了一番反复的揣摩后，得到这样的认识：OTL电路输入变压器的传统绕制方式，尽可能小的绕组间电容和有限的电感，阻碍了频响高低端的发挥，限制了频响的范围，对高音频范围的相移也较大，能够操作的负反馈深度很浅。

　　潜意识中深藏已久的疑问因此而被重新提醒：既然传输线变压器在高频的特定阻抗下能有很宽的平坦通频带，为什么不能延伸到低频和音频段呢？

　　传统变压器尽力避开分布电容，传输线变压器却利用分布电容作为传递能量的介质之一，这是sjp坛友录音如此丝滑动听的原因之一。

　　在sjp坛友录音中的低音频响不足，输入变压器的电感低是主要原因。但是按照所使用的铁芯来看，本来不至于有这么低的电感量，由于EI铁芯的端面不能紧密配合，造成磁通量过小，电感量自然上不去。因而在我的制作中采用了铁淦氧磁芯，端面是经研磨的，通过挑选可以得到极其平整的产品，在两半个部件合并后需要施加一点点力才能分开，这是最理想的。

　　传统OTL电路中，输出晶体管的下偏置电阻通常阻值都较大，一般都要取100Ω或更高，这即有对节电的考虑，也有平衡输入变压器的负载均衡要求。由于输出晶体管一般都配置于甲乙类状态，小信号与大信号的输入电阻变化很大，有可能直接导致频响发生变化。这方面尚无条件实测，欢迎有见识的朋友拍砖。

　　实用电路如下图：

       

　　这一电路为收音机设计，电路形式为无输出变压器的OTL功放，使用了一对中功率输出管3AX93C，推动管为3AX31，前置阻抗变换为3AG1。电路的直观放音效果如下：

       


　　在电路中，作为一种实验性的改进：

        输入变压器采用若干股并绕，次级N股并联和初级N股串联，这样降压比与其成反比的电流比就一致了；
        铁芯采用铁氧体磁芯，当今产品的饱和磁通量已达5100Gs（或510mT），50摄氏度以下的饱和磁通量可取4500Gs，其磁路端面为抛光表面；
        次级负载阻抗取50Ω或25Ω，视晶体管特性而定，这是保证输入变压器低端频响的重要一步；
        下偏置电阻采用cb-e二极管——即集基直连的基-射二极管组态，利用它的动态特性对输出管的输入阻抗进行补偿，以使其稳定在一个较小的
        范围内；作为交流通路，cb-e二极管的动态阻抗小于1Ω。此外，还利用了cb-e二极管的温度特性，对输出管进行温度补偿。

（待续）

zzfjct

longshort 发表于 2022-1-15 06:37
目前尚无证据证明“经过分布电容传递的高音频幅度远小于经绕组传递的高音频，已经抵消灭失了”，因而没有 ...

按较大的分布电容10nF（0.01uF）为例，对5000Hz音频的容抗约3.2K，与8欧负载阻抗的分压比约400:1（未按矢量比计算），如此大的分压比传递的信号幅度会不远小于绕组传递的信号幅度吗？
所以我认为分布电容会改善高频响应是缺乏依据的，当然反相减弱绕组高音频也是微乎其微，重制变压器的实验结果将无明显区别。
合理设计的铁淦氧磁芯音频变压器具有良好的高频响应是毫无疑义的，但要达到同尺寸高硅钢片铁芯变压器的低频响应和效率是困难的，问题还在于导磁率。

zzfjct

longshort 发表于 2022-1-15 14:08
恐怕这跟您的理解完全是两回事。

传输线变压器传递能量的过程，在低端以电感为主，在高端以电容为主， ...

建议你重新看下传输线变压器的作用原理。
1，传输线变压器是靠传输线间的电容传递信号的，不是线圈的电磁感应传递信号的，所以不存在信号相位不同的问题。
2，传输线变压器线圈一般用双（三）绞线绕制，不能超过三线，保证任意两线间密切接触以增大电容，你的绕法不符合此要求。
3，传输线变压器的磁芯仅为提高线圈电感量之用，提高电感量的目的是防止频带低端信号被短路（旁路）。
4，你的绕法仅仅能提高线圈间的分布电容，也没有达到充分提高（股数太多了，有效接触的概率不高）。还好提高不多，正反相信号抵消而削弱高频信号的影响不大，传统的音频变压器要求尽可能降低分布电容就是因为这个原因。

longshort

输入变压器

　　对输入变压器在不同场景下的应用，设计了九种不同负载阻抗的绕制方案。下面是对编号T501的输入变压器方案列表：

       

36

　　前面列出的电路使用7.4V电源电压，变压器是B型方案，负载阻抗50Ω，反射到初级的阻抗是800Ω。根据B型所用EE28磁芯的窗口大小，0.1mm线径的12股绞合漆包线最多可绕260匝，各分出4股并联作为两个次级用，剩下4股以串联方式连接作为初级。根据其电感系数为3.4μH/sqrt(T)，算出初级电感量为3.677H，则低端截止频率为800/(2*π*3.677)=35(Hz)。

　　在骨架上绕完的线包，插上磁芯并用胶带临时固定一下：

       

24

　　分出4股作为次级的起头：

       

25

　　
　　剩下4股在另一面分别固定：

       

26

　　用砂板打磨线束：

       

28

　　已固定的线头先焊接：

       

29

　　线束另一头逐个量出：

       

30

　　依此焊接量通的线头：

       

31

　　在胶固磁芯前，需要对所购入的磁芯端面进行匹配，方法是在绕好的线包中插入一块磁芯，初级接上LCR表监视电感量，拿另外一块磁芯对上，看能不能达到预期电感量的90%，可以施加一些压力。若施加压力也达不到，那就换一块磁芯继续，因为磁芯端面的研磨并不总是那么精密的。

　　磁芯匹配完成后，用这种德国ergo瞬干胶来胶固磁芯：

       

14

　　这种瞬干胶在没有压力的时候干燥非常缓慢，在大气环境中放了半天还是粘粘乎乎的。在磁芯的三个端面上各点上一小滴，然后拿着另一块磁芯慢慢对准位置，迅速按上后持续施加压力约20秒。这个过程要在LCR表监视下进行，确保压力达到最大，否则电感量不容易达到要求；如果速度不够快或者中途撤过压力，胶水会在尚未达到预期电感量之前固化，而且没法改变。这一步很重要，我为此凿掉了好几块胶固后未达标的磁芯，胶接面部位简直就像是电焊的：

       

18

       

20

       

32

　　做好的变压器，绕组间分布电容在5nF~9nF之间，视所用磁芯型号不同匝数多寡而定，在EI33磁芯上的绕组间电容更是达到了11nF~12nF，这个参数对高音频的传递非常重要。

（待续）

longshort

下偏置电阻与cb-e二极管

　　常规电路中的下偏置电阻R507、R510用值很大，通常在100Ω或更大。这两个电阻分别与各自次级绕组和输出管的输入电阻串联。若设输出管的输入电阻为下偏置电阻的一半，那么驱动功率至少损失掉三分之二。当然这么大的值也有一点好处，那就是可以缓和因驱动功率的变化而不断变化的输出管输入电阻，使它的变化范围不至于太大。可以将代替下偏置电阻的晶体管称为下偏置晶体管，以方便描述。

　　cb-e二极管是集-基直连的二极管，Vce直接跟踪Vbe，因而有很好的温度跟踪特性。用它代替下偏置电阻时，其输入电阻被降低到1/hfe，所以在cb-e两端的动态电阻会变得非常低，输入变压器输出的驱动功率大部分降落到输出管的基-射结上，功率的利用效率无疑提高了。

　　cb-e二极管的选择要根据输出管的功率档次决定。若输出管是1W左右的中功率管，cb-e管可选择小功率的功放管充任。若输出管是10W以上的，可选择中功率管充任。这是因为不同的功率档次，发射结的面积是不一样的，结面积直接决定了Vbe的压降。以平面型工艺制造的晶体管中，梳状发射结比同一面积的普通发射结压降更低，而梳状发射结的“梳齿”多寡，也同样影响了发射结的压降。

　　通常较低功率档次的晶体管，Vbe压降会比较大功率档次的晶体管要高一些，大体上会高20mV到50mV不等，在接成cb-e二极管时，这种情况更明显。由于接成cb-e二极管时，晶体管的基区电阻影响可忽略，故按cb-e二极管方式挑选下偏置晶体管与输出管的匹配是比较合适的。


下偏置晶体管（cb-e二极管）与输出管的匹配和上偏置电阻的计算

　　本节内容比较枯燥，若不感兴趣可直接跳到“确定前置和推动级的工作电流”节。

　　测量cb-e二极管可用数字万用表的二极管档（或称通-断档），这一档的电流，在我所使用的VC980上是0.6mA，他人的情况可能有所不同，记住自己用的电流，后续过程需要用它来进行计算。

　　几个有关常数和公式：

        绝对温度                                                T，单位K
        玻尔兹曼常数                                        k=1.38065e-23
        电子电荷                                                q=1.60219e-19
        PN结特征电压常数                                Upn=T*k/q=300*1.38065e-23/1.60219e-19=0.02585=25.85(mV)；
        发射结电压-集电极电流关系式                Vbe=ΔUpn=0.02585*ln(I1/I0)；
        十倍电流变化范围下的PN结电压跨度        ΔVbe=0.02585*ln10=0.05952=59.52(mV)

        Upn也就是人们熟悉的“26mV”，绝对温度为300K（相当于环境温度27°C）下等于25.85mV，工程上就约等于26mV了。
        这个电压常数也常被人误用为晶体管的输入电压动态范围，其实这不是一回事。

        十倍发射极电流变化下的发射结电压跨度是度量晶体管在特定工作电流条件下的输入电压动态范围参数，工程上通常
        约等于60mV。

　　以1楼的电路图为例，测量所使用的输出管3AX93C，在cb-e二极管组态下的压降平均为0.105V；测量所使用的下偏置晶体管3AX31，在cb-e组态下的压降平均值为0.125V，两者约相差将近20mV。挑选cb-e组态下压降尽可能一致的输出管和下偏置管，并按相同或相近的压降差配对输出管与下偏置管。

　　例如双通道所用的四个输出管，cb-e组态分别为：0.110V、0.105V、0.112V、0.118V，平均压降为111.25mV；
　　四个下偏置管分别为：0.120V、0.130V、0.125V、0.126V，平均压降为125.25mV；
　　可配置输出管与偏置管配对为：0.105 -- 0.120，0.110 -- 0.125，0.112 -- 0.136，0.118 -- 0.130。

　　由于输出管是要工作在线性区的，所以还需要知道测量时输出管基极通过的实际电流是多少。在同样的档位测量输出管的b-e压降，分别得到：0.145V、0.143V、0.148V、0.150V，则平均压降为146.5mV，与cb-e组态的平均压降的差为25.25mV。

　　这个值与电压跨度的比是0.42423，取其反对数得到1.5284，这就是集电极电流与基极电流的比值，则cb-e组态下的平均电流增益β为1.5284。总电流除以这个值，得到基极电流为0.6/(β+1)=0.237mA。

　　电路中输出管所接发射极限流电阻为1Ω，若设静态电压为15mV，则输出管发射极静态电流为15mA。

　　所用输出管在15mA下的平均hfe约为20，则基极电流为0.75mA。

　　0.75mA与0.237mA的电流比是3.1605，取其对数与特征电压的积为68.49mV，它与静态射极电压和输出管平均压降的和为195mV，这个电压也就是输出管的偏置电压。

　　195mV与偏置管平均压降125.25mV的压差是69.5mV，这个值与跨度电压的比是1.16753，与跨度（ln10）对数的积再取其反对数，得14.707，即0.6mA的14.707倍，得到偏置管的工作电流为8.824mA。

　　加上输出管的偏置电流0.75mA，总偏置电流为8.824+0.75=9.574mA。

　　输出管承受一半的电源电压，故上偏置电阻的值等于一半的电源电压减去输出管偏置电压，再除以总偏值电流。这样上偏置电阻（R508和R511）的值就等于：(7.4/2-0.195)/0.009574=366.1(Ω)，取标称值360Ω。

　　Tip: 偏置管和输出管要在各自型号的同一色点范围内选择。

（待续）

longshort

确定前置和推动级的工作电流

　　前置级承担阻抗转换和推动级的驱动，配置于共集方式，工作电流设置在(1~1.5)mA。推动级则要根据变压器负载的要求，即能提供要求的推动功率，又不能进入磁饱和范围，所以需要进行一定的计算。对于磁系计算我是弱项，恶补了一番之后仍然彷徨之际，在网上发现了一个在线磁通量计算器，如获至宝。下面是磁通密度计算的截图：

       

06

　　在电路图中，设计注释规定了所用铁氧体磁芯的最大饱和磁通密度为4500高斯，这个值适用于几乎所有以PC40为材料的E型铁氧体磁芯。

　　设变压器的初级交流电压为2V时可以满意地驱动输出管，通过的最低信号频率是100Hz，总匝数为1040匝，EE28磁芯的铁芯中舌截面为0.756平方厘米，初级电感量为3.677H，那么在初级通以5mA的直流电流下，最大磁通密度是2911.26高斯。这个值为饱和磁通密度的64.7%。

　　作为一个实用设计，设变压器初级最大正弦交流电压为2.5V有效值，800Ω负载上的峰值电流为4.42mA，在5mA的工作电流范围内，此时变压器的最大磁通密度是3288Gs，为饱和磁通密度的73%，满足设计要求；这样设计下的最大传递功率为7.8mW，足够推动一对3AX93。

　　从设计过程可以看到，在铁芯截面不变的情况下，影响磁通密度的两个主要参数是最低频率和通过直流电流的大小。当电感量满足要求时，低端频响很容易达到，而直流电流受到限制，这也直接决定了传递功率的大小。若直流电流足够小，则最低频率还可向下延伸一些，这两个参数是互相制约的。

　　以12V电源电压工作的锗功放和硅功放，电路分别如下图。

        锗功放，使用EE30磁芯C2方案，最大磁通密度3217Gs：
       

34

        若下偏置晶体管不方便使用，可用1/4W10Ω电阻代替。变压器有效传递功率为12.8mW。

        硅功放，使用EE30磁芯C1方案，最大磁通密度3040Gs：
       

35

        由于变压器目标负载为50Ω设计，反射到初级的阻抗提高到800Ω，所以推动级电流可以适当减小，而加载的
        交流电压提高到3.535V有效值，传递功率达到15.6mW。

　　推动级的工作电流大小，由推动管的发射极电阻R505+R506的值确定。在图示参数下，TP501对地的电压为1V~1.2V，低靠为佳。这个电压可通过调整R503的阻值来达到，或者调整R505的阻值也行。

　　闭环时，电路前置与推动级的电压增益大约(28~34)dB，功放负载4Ω时，功放级的功率增益在23dB左右。整机开环增益约80dB，预期的闭环失真为0.5%左右。

　　锗功放的录音回放效果：

       


　　硅功放的录音回放效果：

       

（待续）

longshort

失真度测试

　　仅在版主shanghairen的工作室协助下，做了12V锗版功放的失真度测试：

        左声道400Hz失真度0.61%，1KHz失真度0.42%；
        右声道400Hz失真度0.79%，1KHz失真度0.54%。


本底噪声测试

　　放大器的本底噪声决定了放大器信噪比的指标，特定信噪比的放大器才能适应信噪比相当的信号（音）源。噪声的测试使用Agilent-34401A六位半多用表的交流电压档，输入带宽20Hz~300KHz。测试信号每通道采集101条记录，作标准差和阿伦方差的统计，统计值即为噪声的有效值，结果折合到20Hz~20KHz的音频带宽。

       

46

        收音机版的7.4V功放，R通道59.624μV，信噪比91.02dB，噪声密度8.1nV/√Hz；W通道41.328μV，信噪比94.21dB，噪声密度5.6nV/√Hz。
        12V锗版功放未参与测试。
        12V硅版功放，R通道140.990μV，信噪比87.99dB，噪声密度19.2nV/√Hz；W通道106.208μV，信噪比90.45dB，噪声密度14.45nV/√Hz。

        其中：噪声密度是折合到输入端的水平；
        　　 R、W分别是指输入输出口标红色和无色的通道接口。

　　锗管功放的音频噪声明显比硅管功放低，估计大半与所用推动级晶体管有关，有时间再换管比较。

（待续）

longshort

PCB说明

　　PCB大小为10cmx15cm，布局较为宽松：

       

07

　　电源从功放的输出端供电，确保大电流不流经小信号回路，这可消除所谓“一点接地”带来的种种麻烦。

       

38

　　前置和推动级的晶体管脚位都是四个，以便兼容不同脚位的管子。

       

39

　　电容器脚位为5mm和7.62mm兼容；电解电容器亦有两种脚位可用。“(-)”表示在地线为正的负电源情况下，电解电容器的极性。

       

40

　　输入变压器脚位兼容EE25、EF25、EE28、EE30、EI33等五种磁芯、4+4、5+5、6+6三种引脚数量，包括立式与卧式骨架。由于兼容的关系，PCB背面设计了引脚变更的焊接点，绕制变压器时需要准确连接，焊接点边上有同相位标记点。

       

45

       

41

　　输出管可根据需要使用中功率管、F1封装管、TO236封装管、TO220封装管、TO247封装管。除中功率管外，其它管型都使用23*16*30mm的黑色翼状散热器；较大的功率可使用同型号但更长的23*16*45mm散热器。

　　在PCB背面的大电流走线部分开了阻焊窗，可用于焊接不同线径的铜线作为汇流条导体。主板的铜箔是1oz厚度，相当于35um，因此每mm宽度的导线截面只有0.035mm^2，每cm长度的电阻是5mΩ。两面同时布线的4mm宽度铜箔等效于8mm宽度，导体截面为0.28mm^2，按5A/mm^2的载流量计算，最大安全电流为1.4A。0.28mm^2截面的导体电阻为每厘米0.625mΩ，相关的回路长度为10cm，则总电阻为6.25mΩ，1.4A的电流在其上总压降为8.75mV，不影响输出管的发挥；如果输出管峰值电流不超过1.4A，可以不使用汇流条。

       

42

　　峰值1.4A的电流相当于有效值1A，在8Ω负载上产生8W的功率。如果放大器最大输出功率超过8W，应在阻焊窗上加焊汇流条。顺便提一下，音响区有人认为4mm宽度的1oz铜箔足够通过4A的电流，并拿某IC的datasheet中的引脚电流能力来作证据，这是件很悬乎的事，要知道这样的导体截面才0.14mm^2，4A的通过电流相当于35.7A/mm^2，除了短距离的裸线架空电力输送需要，搞强电的都不敢这么干的。

　　电源接口使用5521型的套筒插座，芯线为正。在PCB的电源接口部分的背面，留有四个电源焊点：+GND、-GND、+Vcc、-Vcc。若放大器是PNP的，焊点+GND和-Vcc分别连接，否则若放大器是NPN的，焊点-GND和+Vcc分别连接，这个一定不要搞错，主板的正面也标示了电解电容器在不同情况下的使用极性。

       

43

       

44

参考资料

        sjp：锗5W功放
        37_常用铁氧体磁芯规格、型号与技术参数.pdf (135.2 KB, 下载次数: 141)

2022-1-13 13:17 上传

点击文件名下载附件

        磁通密度计算器：http://www.elecfans.com/tools/citongmidu.html
        （上述计算器下有很多在线计算器，是个计算器宝库）
        PCB文件： 08_2016026-PCB-Acc-002m3.rar (12.6 KB, 下载次数: 111)

2022-1-13 13:17 上传

点击文件名下载附件

（结束）

xinjianghaiya

L大理论及实践均令人敬佩！
看到L大的头像我常想，只有他用才实至名归，如果我用了则会贻笑大方。

longshort

xinjianghaiya 发表于 2022-1-13 13:40
L大理论及实践均令人敬佩！
看到L大的头像我常想，只有他用才实至名归，如果我用了则会贻笑大方。

朋友过誉了！ 没想到我的头像给您带来了误解，其实我的本意是警告自己，衰退的头脑不要有任何不切实际的非份之想，要过好下半辈子，老老实实地才行。

出击之机

纯技术资料，好东西

qzlbwang

L大大新年带来的惊喜！

longshort

qzlbwang 发表于 2022-1-13 16:59
L大大新年带来的惊喜！

同喜同喜！

乙猪

绕变压器还是太麻烦了。

longshort

乙猪 发表于 2022-1-13 17:27
绕变压器还是太麻烦了。

不绕的时候确实感觉麻烦，绕完了以后还想接着再绕。

乙猪

longshort 发表于 2022-1-13 17:34
不绕的时候确实感觉麻烦，绕完了以后还想接着再绕。

自虐狂人？？？？？

longshort

乙猪 发表于 2022-1-13 17:39
自虐狂人？？？？？

折腾是硬道理