超外差收音机的跟踪和统调---1

yzt05

超外差收音机的跟踪和统调
引言：不可不知的几个前提
一、跟踪和统调是什么？
我们拿到一台收音机，能收到强台信号，就是灵敏度低，原因在哪里？
超外差收音机，收到强台信号就说明机器的正常工作状态基本具备：电源电压正常，静态电流正常，本级振荡能起振，中频回路大体正常了。
    这样的机器，往往是跟踪统调失谐，电路没有工作在最佳状态，没有发挥出电路的能力，绝大多数经过调整就能大幅度提高它的灵敏度，而调整的内容就是：调整中频、跟踪和统调。
    调整中频到设计值是做好跟踪和统调的前提。调整比较简单，也不是本文的重点。
二、超外差收音机的精髓
    超外差收音机的精髓是----中频放大器
如此设计的原因有是：放大单一频率(确切说是较小范围频率)的放大器，可以设计成高增益的，反之，要想放大较宽范围频率的信号，增益一定比单一频率的低得多。这是由于任何一个放大器件，其增益------带宽的乘积是确定值决定的。
这种现象的原因是有两个：1、放大器在最佳的输入、输出阻抗时，能有较高增益。2、信号在前后级之间传递，同样是阻抗匹配时才能达到设计的传输效率。
问题在于，不论是电感线圈、电容器和电阻器的单个器件还是组合回路，他们在不同的频率下，呈现的阻抗会有较大的差别，LC回路的谐振阻抗可能比非谐振状态相差几十上百倍。
所以，直接放大的收音机，检波之前的高频放大部分总是不能兼顾接收频段的高低端。一般地，频段低端增益合适，高端已经自激；调整到高端合适，低端又放大不足。多级高频放大时，总增益是各级增益的乘积，这个问题更加突出到不可调和的地步(比如，单级放大，电压增益高端是36倍，低端是24倍，相差1.5倍，如果三级相同的放大器，高端是36*36*36=46656倍，低端是24*24*24=13824倍，总增益相差46656/13824=3.375倍)。
三、频率转换，变频或者混频
为了解决上述问题，1918年，阿姆斯特朗发明了超外差接收原理并于次年制成了接收机，不论哪一个接收频率，第一步先转换到一个固定的频率(频段)----中频，进行放大，可以设计出较高增益的放大器，辅之以精心设计的选频回路，加上超外差电路的优势，还可以得到优良的选择性。
为此，专门设计一个复杂的频率转换电路，也是得大于失的。顺便说一下，一般频率转换电路也有一定的增益。为此增加的镜像频率干扰等问题，不在本文讨论范围。
频率转换电路由两部分组成：本级振荡器，频率混合器。振荡器有一个谐振回路，混合器有两个谐振回路输入端谐振于输入信号，输出端谐振于中频。
振荡和混频可以分别使用一只电子管(或晶体管)，也可以简化电路，使用一只电子管(或晶体管)完成，称作变频。
第一篇 相关的理论知识
一、有关谐振
一个LC回路(我们主要讨论并联回路，不作特殊说明，均指并联回路)，在谐振时候阻抗呈现最大值，是它电阻值的几十几百倍，这时输出信号可以是输入信号的几十几百倍，这个倍数由元件的品质决定，这个参数称为Q值，如下图，假定有两个LC回路，谐振频率相同但是回路1的Q值=150，回路2

的Q值=30，输入10 mV信号，回路1输出U0=1500mV =1.5V，回路2输出U0’=500mV=0.5V。
如果L的数值或者C的数值是可变化的，那么这个回路谐振频率就是一个变化的数值。这是我们讨论的基础。收音机的输入回路、振荡回路、中频选频回路都是可变化的谐振回路。
这时最简单的收音机原理图，左边就是电容变化的选频回路。
这种回路谐振频率的数值符合下面规律----谐振频率公式
在接收中波广播信号时，频率535----1605KHz

电子管收音机使用的电容C数值是12—365Pf
晶体管收音机使用的电容C数值是7—270Pf
二、具体收音机变频部分的三个谐振回路
下面图中方框内就是变频部分，电子管收音机：

晶体管收音机

电子管收音机电路(上图)中，输入谐振回路由L4、C1、C3 ，振荡谐振回路由L6、C2、C4、C5，输出谐振回路是IFT1内含谐振电容，其中，C1、C2是空气介质同轴双联可变电容器，容量12—365pf，C3、C4是微调电容，容量10----40pf，C5是中波垫整电容，使用250----600pf可变电容，这几个都能调整容量； L4是天线谐振线圈，L6是中波振荡线圈，一般是固定值(后期机器C5使用370pf固定电容，L4、L6使用磁芯线圈可以调整容量)。
晶体管收音机电路(下图) 输入谐振回路由 L1初级、C1-1、C2组成，振荡谐振回路由、C1-2、C6、C7组成，输出谐振回路由B2初级、C5组成。C1-1、C1-2是有机密封同轴双联可变电容器，容量7—270pf，C2、C7是微调电容，容量分别为5---25/7---30pf，C6是中波垫整电容，使用250---300pf范围的固定电容。L1初级是天线谐振线圈，L2初级中波振荡线圈，都有一定的电感量调整范围。
电感电容各一只不就能谐振了吗？为什么弄得这样复杂，又是串并联，又是可调电容，还有可调电感量的线圈？
三、实际的输入谐振回路
(一)谐振的一般计算，根据谐振计算公式，我们知道电容量、电感量乘积越大，谐振频率越低，反之越高。
改变谐振回路频率的方法有两种，改变电感量或者改变电容量。收音机使用改变电容量的占绝大多数(早期汽车收音机使用调感方式)，所以我们的计算以同轴双联电容的规格为基础，计算什么样的电感量数值能够正好谐振到我们希望的频率上。
我们以电子管收音机常用的12—365pf空气介质双联可变电容器为例，分别计算以下数值：
1、计算电容量为最大值365pf时，谐振频率为接收波段低端535KHz，需要的电感数值。
公式变形L(H)=1/(2лf)* (2лf)*C(F)
L=1/ (2*3.14*535000)* (2*3.14*535000)*365*10-12=0.0002427H(*106转换为µH= 242.7µH)
2、 同一电感，电容为最小值12pf时，谐振频率为多少？
F=1/(2*3.14*(0.0002427*12*10-12)0.5)=2950630.6=2956.6KHz
这一谐振频率远高于中波高端1605KHz
3、换一个角度，计算同一电感，电容为多少pf时，谐振频率为1605KHz？
公式变形C(F) =1/(2лf)* (2лf)* L(H)
C=1/ (2*3.14*1605000)* (2*3.14*1605000)*0.0002427=40.555*10-12f=40.555pf
结果是：同一个电感，12----365pf可变电容，可以谐振于535----2956.6KHz范围，大大超出了中波的需要。
后果有二，1是可变电容旋转180度，开始电台密集不容易区分，然后到40.5---12pf部分没有电台了，浪费一部分旋转角度。2是其他元件的分布电容会影响回路电容，而且不同的机器分布电容会有差异，不利于调整。
(二)频率变化和电容变化的关系
针对上面的问题，我们分析其中的规律，看如何能避免两个后果。
根据谐振公式分析，频率平方与LC乘积成反比例，如果L为固定值，频率平方则与C成反比例。那么：当频率从535----1605KHz升高到原来的3倍时，如果电感量242.7µH。与之谐振的电容从365pf降低到40.555pf，数值是原来的1/9，变化了9倍。所以容量变化 9倍的可变电容就可以满足要求。元件设计成12----365pf，变化30倍有很大余量，给设计留了许多的余地。
(三)解决方法：在可变电容两端并联一个小电容C3，使(365+ C3)/(12+ C3)=9解方程得：C3=32pf如此回路最小电容：12+32=44pf，最大电容：365+32=397pf   397/44=9
以回路最小电容：12+32=44pf，最高频率1605KHz为条件计算谐振回路的电感量
L=1/ (2*3.14*1605000)* (2*3.14*1605000)*44*10-12=0.0002237H(*106转换为µH= 223.7µH)
再以此电感量和回路最大电容365+32=397pf计算最低谐振频率
F=1/(2*3.14*(0.0002237*397*10-12)0.5)=534333.6=534.3KHz
符合要求。上面计算没有考虑分布电容及其差异，实际上C3使用一只10----40pf的微调电容，调整到适当容量使C3和分布电容之和等于刚才的计算值32pf。现在我们得到了一个合乎要求的谐振回路，双联转动角度从0----180度，输入谐振回路的谐振频率为535----1605KHz，双联电容
旋转角度和频率的关系如下图曲线所示。(示意图930KHz的精确数值应该是926.65)

这按照是直线波长式可变电容器与固定电感组成的谐振回路变化规律绘制的曲线，双连旋转90度角，频率是几何平均值
中心频率=(535*1605)0.5  =926.65
取整数930KHz
双联旋转角度与容量变化关系规律有以下几种形式：1，直线电容式 2 直线波长式 3 直线频率式4 对数式。我们常见250/290空气介质双联是最简单的直线电容式，因此收音机刻度盘1000KHz往低端，刻度越来越稀疏，往高端，刻度越来越密集。直线波长式要好一些，最好的是直线频率，双联的叶片形状是近似压扁了的阿基米德螺线形状，又窄又长，一端很尖，现在很少见了。
实际上收音机的输入谐振回路就是这样子，不过高、低端都有2—4%的余量，比如红灯711的L值是243µH。

四、关于振荡谐振回路的计算
(一)理想的振荡回路：双联转动角度从0----180度，振荡谐振回路的谐振频率为1000----2070KHz。在双联的任何一个角度，两个回路的谐振频率都相差465KHz，如下图：

双联转动角度从0----180度，输入谐振回路的谐振频率为535----1605KHz，振荡回路产生振荡的频率可以比输入回路高(或者低)，混频后输出两者的差(和)。如果要求混频输出一个固定值465KHz(即超外差接收中的中频，选择这个数值的原因及优缺点不在本文讨论范围，历史上中频曾经选择过175KHz)，那么振荡回路的谐振频率有两个选择：
1、535+465----1605+465=1000----2070KHz
2、535-465----1605-465=70----1140KHz
这两种选择都能经过混频元件，产生包含465KHz的中频信号的许多频率信号，但是工程师们不约而同地选择了前者：振荡频率高于接收频率的方案，原因是：振荡回路和输入回路相同，使用固定电感器，配合可变电容器的基本方案，那么，我们根据频率变化和电容变化的关系可以知道，频率变化n倍，需要电容量变化n2倍。
方案1，n=2070/1000=2.07，
n2=2.07*2.07=4.2849
方案2，n=1140/70=16.28571
        n2=16.28571*16.28571=265.2245
制造容量变化265倍的可变电容器，成本高多了，所以都选择振荡品率高于接收频率的方案。
(二)差容双联，因为输入回路频率变化率是3，振荡回路是2.07，要求可变电容量变化倍数为9和4.3，所以AM只接收中波广播的接收机可以使用差容双联，两个电容最大容量不同，经过并联微调电容修正后，正好符合9倍和4.3倍的变化率。常见的袖珍机中波段使用CBM223可变电容容量是140/60pf，而且直接附带并联的微调电容。使用差容双连设计电路，调整跟踪很简单，不像本文讨论的这样复杂，您可以参考相关书籍。
(三)等容双联的问题，事实上更多机器使用等容双联，很老的机器使用空气介质2x490pf，我们见到大多数电子管收音机使用空气介质2x365pf，早期晶体管机器使用空气介质250/290 pf，容量有不大的差别，仍然和等容类似，后来广泛使用的2x270pf有机介质密封CBM202，都存在等容双联问题。
前面我们分析输入回路，已经有了调整容量变化为9倍的方案，经过并联微调电容，最小容量44 pf，最大容量397 pf。分别依据最大、最小容量和波段中心频率容量求出电感量，看结果。
1、按最大容量计算  最大容量397pf、最低频率1000KHz，计算电感量及此电感量在最小容量44pf时的谐振频率：
L=1/ (2*3.14*1000000)* (2*3.14*1000000)*397*10-12=0.00006386H(*106转换为µH= 63.86µH)
F=1/(2*3.14*(0.00006386*44*10-12)0.5)=3003997.6=3004.0KHz
2、按最小容量计算  最小容量44pf、最高频率2070KHz，计算电感量及此电感量在最大容量397pf时的谐振频率：
L=1/ (2*3.14*2070000)* (2*3.14*2070000)*44*10-12=0.0001344888H(*106转换为µH= 134.4888µH)
F=1/(2*3.14*(0.00006386*397*10-12)0.5)=689131.4=689.13KHz
根据两个计算结果，我们得到了两条振荡回路谐振频率与双联可变电容转角关系曲线，如下面两幅图的曲线。


左图方案在波段低端频率差为465KHz，高端为1399 KHz，最大误差在高端为1399-465=934 KHz，相对误差934/465=200.86%
右图方案在波段低端频率差为135 KHz，高端为465 KHz，最大误差在低端为465-135=330 KHz，相对误差330/465=70.97%
3、中心频率计算  波段中心频率930处对应的振荡频率1395KHz作为标准，计算电感量。
先使用输入回路电感量来计算输入回路930KHz时候可变电容容量是多少？
回路总电容C=1/ (2*3.14*930000)* (2*3.14*930000)*0.0002237=13105*10-12f=131.05pf
可变电容=回路总电容--32=99.05 pf  因为两连相同，可以依据此数值计算振荡回路的电感量。
L=1/ (2*3.14*1395000)* (2*3.14*1395000)*99.05*10-12=0.00013154H(*106转换为µH= 131.54µH)
再计算双联最大、最小容量时候的谐振频率：
F=1/(2*3.14*(0.00013154*397*10-12)0.5)=696813=696.8KHz
F=1/(2*3.14*(0.00013151*44*10-12)0.5)=2093076=2093.076KHz
我们又得到一条误差小于上述方案的振荡回路谐振频率与双联可变电容转角关系曲线，如下图。

和理想曲线重叠后的状态，如下图。
在波段低端频率差为696.8-535=161.8KHz，与中频的频率差为465-161.8=303.2 KHz，相对误差303.2/465=65.2%
在波段高端频率差为2093-1605= 488KHz，与中频的频率差为488-465=23 KHz，相对误差23/465=4.95%。
为什么此曲线高、低端误差相距如此巨大，好像曲线也不是直线，原因是像输入回路一样并联微调电容，已经实行了高端的改进措施了，而低端没有改进措施。
(四) 混频输出端的状况
这样的误差是否影响信号的放大传输呢？
本机振荡信号和天线感应来的输入信号经过电子管(晶体管)的复杂作用，产生了许多新的信号，其中有：本机振荡信号、输入信号本身，二者的和、差，其他更加复杂的组合频率等等很多，后面的比前面的幅度要小。
这些信号同时送到混频输出端-----中频变压器初级，回路谐振于中频频率465KHz，只有本机振荡信号与输入信号的差是465KHz，与输出谐振回路形成谐振，不仅没有减小，而且放大到原来的Q倍。而其他各信号，与谐振频率相距甚远，不能形成谐振。
比如，接收1000KHz信号，本机振荡频率1465KHz，输出端的信号群中有1000、1465、1000+1465=2465、1465-1000=465及其他许许多多幅度更小的组合频率。我们对照312-1型中频变压器的特性曲线分析一下数据，就可以直观认识到为什么其他频率不能传送到下一级，中频误差有多大影响了。312-1型中频变压器的特性曲线如下图。

当频率偏离中心频率5KHz时，信号幅度比中心频率衰减7.5dB，偏离10KHz，衰减了17.5 dB，换算成倍率分别为中心频率信号幅度的0.42和0.13。
我们按中心频率设计，低端距离标准值465KHz偏离了303.2KHz，输出信号微乎其微了，这就是等容双连问题。
(四)解决等容双联问题的方法。
在方案3的基础上，我们设法减小最大容量，提高谐振频率使曲线下端上抬达到1000KHz，增加最小容量，降低谐振频率使曲线上端下压达到2070KHz，在接收频率为535、930、1605KHz三个点时，振荡频率等于1000、1395、2070KHz，其他各个频点，有些许误差。这就是我们常说的“三点跟踪”。
相关计算：电感量使用方案3 数值131.54µH
频率为1000，2070KHz需要的电容量分别是：192.75 pf和44.98pf。我们称之为方案4，这样我们得到了新的曲线。如下面左图
为了让最小容量上升到44.98，调整并联微调电容即可，微调电容+分布点容=44.98-12=32.98pf。
最大容量要下降到192.75，我们在可变电容和微调电容并联基础上，串联一个电容，以达到要求。这个电容被称作垫整电容或者配定电容PD。如下图。
有的电路C4并联接在L两端，计算公式是先串后并，公式有变化。
192.75=C5*(365+32.98)/(C5+(365+32.98))
C5=(365+32.98)* 192.75/((365+32.98)-192.75)=376.46 pf
这个计算不是很严谨，实际上前后计算结果有相互影响，当年工程师们是使用多次逼近的方法找到最佳数值的。
至此，问题已经基本解决。
这样设计，在波段的1/4、3/4处，曲线与理想曲线距离最远，误差最大。我们计算误差的大小。
1/4处接收频率为：(535*930)0.5=705KHz，3/4处接收频率为：(930*1605)0.5=1222KHz
仍然用输入回路电感量来计算输入回路802.5KHz和1337.5KHz时候可变电容容量是多少？记得要减去并联的微调电容。
C=1/ (2*3.14*705000)* (2*3.14*705000)*0.0002237=228*10-12f=228  228-32=196 pf
C=1/ (2*3.14*1222000)* (2*3.14*1222000)*0.0002237=75.9*10-12f=76  76-32=44 pf
因为两连相同，依据196、44这两个数值加上垫整电容376.46、微调电容32.98求出振荡回路的综合电容量
C=376.46*(196+32.98)/(376.46+(196+32.98))=142.38
C=376.46*(43.9+32.98)/(376.46+(43.9+32.98))=66.92
计算着两个电容数值与振荡回路的电感131.54µH谐振频率
F=1163.55    减去接收频率1163.55-705=458.55
F=1697.2                 1697.2-1222=475.2
与465的绝对误差为：458.55-465= - 6.45         475.2 - 465=10.2
与465的相对误差为：(458.55-465)/465= 0.014=1.4%  (475.2-465)/465=0.022=2.2%
曲线上误差最大处就是这个位置
实际上串联垫整电容比上述值稍大一些，曲线左端段再稍稍上抬，在600KHz达到准确跟踪，并联的微调电容同样稍大，曲线右端更加下压，在1450 KHz达到准确跟踪，这样做可以分散误差，得到如下图曲线，曲线上面任意一点的误差均小于2.2%，效果更好。

至此我们把使用等容双联可变电容的输入回路、振荡回路的跟踪问题分析完了。
上述数据及计算只考虑了谐振、跟踪，其他问题忽略。实际设计电路时，情况比上述计算更加详细、具体、复杂。使用逼近法计算出的各组数据请见链接文件《超外差收音机天线、本振回路参数计算》
第二篇    具体收音机中的两个谐振回路
一、两个谐振回路的理想模型
通过上面的分析，我们得到了两个谐
振回路的组成结构如下图
为了说明方便，我们重新定义各个元件的编号。La：输入回路谐振电感Ca输入回路可变电容，C0a输入回路微调电容，Lb振荡回路谐振电感，Cb振荡回路可变电容，C0b振荡回路微调电容，Cd垫整电容
有时候振荡回路的微调电容与电感线圈并联，二者等效


受发帖字数限制，结束待续。后面的图片应该删除。我不会。开始编辑了全文，被告知字数超过，只好截成3段，但是已经上传的图片只好拖在后面了。

补充内容 (2014-12-17 15:02):
此帖丢掉了很多文字，在图片007.jpg ----024.jpg中间，请看《超外差收音机的统调和跟踪》--2和--3。从025.jpg----038.jpg就是连续的图片，没有文字。

北极兵

　　超外差机完全可以实现理想的跟踪和统调，且不必采取特殊的方法。过去可能是工程师们的疏忽造成的错误，折衷使用三点统调，其实大部分电台几乎都是失调的。

ly586

好贴啊，正是我所需要的，调收音机就靠他了，有理论，有图说，顶

vceo

太强大了。很好的学习资料，顶！顶！顶！

老国哥

太强大了。很好的学习资料

笑咪咪

非常详实的资料，即便是当年专门讲解超外差收音机的书中也只讲解调试的过程。而楼主从原理、调试过程及计算都说到了。呵呵！

啊七哥

这个资料很详细，图文并举。为什么先要调整（低端1M/高端2M）的振荡频率与覆盖频率之间的关系相当直观……谢谢楼主解惑！

yzt05

自己定期，让更多的朋友看见。

tubefans

如果再配上仪器和收音机连接调试过程的实物图片，那就更好了。

mirage888

很好的学习资料,感谢楼主

吴洗成

很好的学习资料

gmp

谢谢LZ宝贵资料。

swec

当年使用的铜铁棒，统调过程中，不可少的工具。

yzt05

谢谢您的铜铁棒实物照片

xiangdong

好贴 技术贴

其实不想走

论坛要多些这样的技术贴，加分鼓励！

547980821

值得一读的好资料，谢谢楼主