仿真发现一个运放的有趣情况

1996

小鬼头 发表于 2024-7-22 09:06
至于一楼仿真op27的2个应用电路Bode图的不同，其原因：

1、不是因为这个op27内部零极点的情况不同，而是 ...

重新仿真了一下，结果没出现昨天那个图，昨天那个文件被我删了，相频特性变了 ，变成稳定的了，电路和设置都是一样的



补充，找到了昨天仿真用的反相，今天搞成同向了，昨晚熬夜想这事今天头晕了

MF35_

1996 发表于 2024-7-22 09:46
只是判断稳定条件似乎不能简单的用穿0dB线的斜率判断，如果系统有不稳定零点（Ts-1），那么在穿越坐标 ...

您说的对，理论上不能。

不过0dB交点斜率判断法只是一个工程方法，工程和数学的不同在于，工程方法先分割矛盾，然后再用简单的理论逐个击破以降低实现难度。所以如果存在不稳定零点，那么工程上一般是先解决这个不稳定零点的问题，再来解决稳定性问题，因为在工程上看来这是两个问题，如果放在一起，结果可能是解决不了，所以工程上的原则是如果问题解决不了，就先解决制造问题（难以解决的那个）的问题（可以解决的那个，如果不行，就继续往上推）。 ，所以0dB交点斜率法，可以胜任大多数场合了，作为爱好者能熟练掌握这点就可以应付大多数电路设计了，再复杂的情况，其实也不适合在论坛讨论了，业内能完全搞懂的其实都不多（我其实就是一知半解 ）

而且还有一个问题，在工程上作波特图，都是用直线，增益曲线在零极点处是突变的，所以工程图上只要在出现零极点斜率必然变化20dB/10dec，假如原本0dB交点斜率是40dB/10dec，此时在非常接近0dB交点频率处加入一个零点，在工程图上看来，交点处斜率就变回20dB/10dec了，但这显然是不可能的，实际中增益曲线是不能突变的，这个斜率变化实在±10dec内完成的，所以所以实际上0dB交点处的斜率依然近似40dB/10dec。也就是说，0dB穿越点斜率判断法是没问题的，有问题的是工程作图法

所以，非常重要的注意点就是，工程作图中，补偿点距离期望被补偿点，要有足够的距离。

另外，我跟您的描述习惯可能不同，10倍频程英文上是decade，所以我一般用xxdB/dec表示10倍频变化了，而您似乎使用xxdB/10dec，也就是说您理解的dec是1倍频，其实1倍频是octave，一般用xxdB/oct表示（所以您1楼图中6dB/octave，其实就是20dB/decade）。不过这里用您的习惯描述，免得您产生误解

1996

MF35_ 发表于 2024-7-22 10:39
您说的对，理论上不能。

不过0dB交点斜率判断法只是一个工程方法，工程和数学的不同在于，工程方法 ...

想起这个问题是做毕业设计时候的boost电路就有个不稳定零点，造成稳定的带宽比较低，以及系统超调比较难解决，当然物理上是没有阶跃输入的，以前学的时候就学得马虎，那时觉得这东西没啥用，现在看来这东西用处真大

MF35_

1996 发表于 2024-7-22 10:50
想起这个问题是做毕业设计时候的boost电路就有个不稳定零点，造成稳定的带宽比较低，以及系统超调比较难 ...

是这样的，上学的时候觉得高数、线性代数都没啥卵用，学起来又枯燥，谁知道工作了要解决问题还得靠这些玩意儿，否则就只能瞎猜瞎试，只能回去再翻书回炉了 ，开关电源的稳定性问题要比运放稍微复杂一些，尤其是分立电路的，运放相对来说简单的多，主要是运放设计者已经替我们考虑了大多数问题，我们需要做的其实不多

MT4S301

1996 发表于 2024-7-22 10:29
重新仿真了一下，结果没出现昨天那个图，昨天那个文件被我删了，相频特性变了 ，变成稳定的了，电路 ...

增益隆起峰值超过通带内6dB，工程上即属于不稳定

1996

小鬼头 发表于 2024-7-22 09:06
至于一楼仿真op27的2个应用电路Bode图的不同，其原因：

1、不是因为这个op27内部零极点的情况不同，而是 ...

刚刚重新做了一下仿真，算了一下斜率，确认引入的是极点，只是两种接法造成的相移不同

1996

MT4S301 发表于 2024-7-22 10:56
增益隆起峰值超过通带内6dB，工程上即属于不稳定

这种说法倒是头回听
对于这种说法，我的简单通俗理解应该就是“惯性”不够大，响应有点“贼” ，存在稳定工作的情况，但受到外界干扰后就可能产生振荡

小鬼头

1996 发表于 2024-7-22 10:29
重新仿真了一下，结果没出现昨天那个图，昨天那个文件被我删了，相频特性变了 ，变成稳定的了，电路 ...

你这第二个电阻，要获得与第一个电路频响曲线同样平直的效果，只需要在负反馈电阻（跨接在输出端与负输入端之间的）上并联一只合适的小电容即可。目的是让负反馈网络呈现“纯电阻”特性（即是让电容的分压比尽量等于电阻的分压比），这个电容也称为超前补偿电容。

我记得你不是diy音频毫伏表吗？你那个档位开关的衰减器，也需要作类似的补偿，才能获得足够宽的平直频响。

如果你理解了这里的补偿原理，就会知道，为什么厂家的毫伏表都采用多级开关、而不采用单级开关——因为要给单级多档位开关做好补偿的调试难度，要比多级少档位开关高得多。

1996

小鬼头 发表于 2024-7-22 11:08
你这第二个电阻，要获得与第一个电路频响曲线同样平直的效果，只需要在负反馈电阻（跨接在输出端与负输入 ...

是的，补偿到R1C1=R2C2 ，高阻分压器不好做其实就是R太大，寄生的C带来影响就大，其实这个贴算是做毫伏表中发现问题的学习过程，这次作品没出来，问题遇到不少，知识学到不少，已经改方案啦，虽然降低一些预期，做个“真”音频的可能不难，但是做一些自我挑战，温故而新知也不错

MT4S301

楼主想要的高频高速、稳定性好的OP放大器实在太多，请自己去mouser网站上选购。
我在此只分享3款ADI的我觉得结构很有意思的OP放大器：
        1、AD830。它不是运放，是个差分放大器。估计是把2个AD817的folded cascode OTA输出节点拼一起，以电流（而非电压）为变量进行加减法运算。是一颗非常有趣的current mode analog IC。可惜AD8XX用的工艺是80年代末第一代CB工艺，带宽和功耗不够理想。
        2、AD8011。我们熟知的BJT电流反馈型OP放大器只有1个gm级和1个高阻节点。但AD8011在原本电流镜的位置做了高阻节点产生gain，令原先电流镜的输出管变成第二级gain stage。此外8011广泛使用甲乙类偏置，全芯片电流只有1mA却达到2000V/us摆率。当年设计此芯片的团队一定有大牛。
        3、AD8021。教科书式的folded cascode buffered OP放大器。其特殊之处为高阻节点被引出芯片外，用户可以自己做最application specific的补偿。不加外部补偿时噪声增益10V/V稳定，增益带宽积1GHz。

MT4S301

1996 发表于 2024-7-22 11:07
这种说法倒是头回听
对于这种说法，我的简单通俗理解应该就是“惯性”不够大，响应有点“贼” ，存 ...

您在SPICE里面给电路输入一个rise time=100ns的方波，看电路的transient响应便能明白
我发现不少人只在频域研究频响，却不重视时域。。。

小鬼头

1996 发表于 2024-7-22 11:07
这种说法倒是头回听
对于这种说法，我的简单通俗理解应该就是“惯性”不够大，响应有点“贼” ，存 ...

这个6dB隆起，代表的是整个负反馈系统闭环后的相位裕量已经过小。

1996

MF35_ 发表于 2024-7-22 10:53
是这样的，上学的时候觉得高数、线性代数都没啥卵用，学起来又枯燥，谁知道工作了要解决问题还得靠这 ...

那时候的确没有用，而且学也学不会，学不到肚子里
开关电源我觉得最复杂的部分是建模，需要做线性化，需要降阶，好在这部分有现成，补偿看拓扑形式，buck和反激就比较友好，它是天生稳定的，虽然实际上的传递函数有很多高阶项，工程上的传递函数比较简单（传函和LC低通滤波器相同），只需要0型补偿（比例）I型补偿（比例积分）就可以，基本不用考虑稳定性问题

MT4S301

scoopydoo 发表于 2024-7-22 10:05
LT1007/LT1037 数据手册中给出了简化的原理图，差别就是 C1 的容值不一样。

LT1007 的 GBW 是 8MHz，好 ...

这种结构的放大器虽然标称60MHz GBW，实际使用只能增益60倍带宽1M。超过1MHz的输出很差。原因是它有3个gain stage：
一、Q1-Q2-集电极电阻构成的差分对
二、Q19-Q20-Q15-Q16-Q22构成的有源负载单端输出5管OTA
三、Q24-750uA构成的单管共射放大级
这种三级结构常见于低频精密运放，如OP07，OP27，NE5532等。追求的是超高直流开环增益。每一级放大都引入相位后移，为了使3级放大还不自激，此类OP放大器内部有非常繁杂的frequency compensation network，单级的和级间的都有。整个放大器的传递函数甚至可能包含零点。
3个放大级每级的偏流都很低，再驱动补偿网络，SLEW RATE高不到哪去。以末级共射放大为例，偏置电流仅750uA，非常非常低了。
此外还有零点问题。假如IC设计师插入零点来抵消电路无法避免的极点，虽然频域看不出来，但时域响应由于零极点pair的频率不可能完全相等，会产生诡异的振铃。
真正能在高频高速工作的运放，从来不用LT1007/NE5532这种三级拓扑。高速用的folded cascode拓扑只有1级，电流反馈拓扑也是1级，3电流镜OTA（CA3080）也是1级。附加rail to rail输出级的高频运放2级。AD8011特殊点两级。

1996

MT4S301 发表于 2024-7-22 11:25
您在SPICE里面给电路输入一个rise time=100ns的方波，看电路的transient响应便能明白
我发现不少人 ...

我读书那会只理解时域，不理解频域，毕业后才发现频域分析起来更简单，电路丢仿真里，分析过程约等于没有，如果看到xxx则xxx，需要xxx，而时域容易看到问题现象，但是不容易找到原因，更难找到解决办法
最近才接触LTspice，使用还不太熟悉，大概猜测一下，输出波形出现振铃