关于6管OTL电路的疑惑

枫丹白露

快乐年 发表于 2023-11-1 11:30
100微法的是自举电容，我是说220微法的这个，

两个都是自举电容。

快乐年

nahaotian 发表于 2023-11-1 11:48
您说的是C6，220pf的电容吧，这个电容是为了不自激，将高频信号直接短路到下一级。

不是，我是说“jiachangchun”老师的图，220微法的，

Hongxiang

这个电路图看上去非常熟悉，我在淘宝上买过套件组装过，功放管是DD01，音质一般。

nahaotian

快乐年 发表于 2023-11-1 12:30
不是，我是说“jiachangchun”老师的图，220微法的，

隔离直流，交流负反馈。

nahaotian

Hongxiang 发表于 2023-11-1 12:40
这个电路图看上去非常熟悉，我在淘宝上买过套件组装过，功放管是DD01，音质一般。

群里苏老师做个这个，从视频上看效果不错。

http://www.crystalradio.cn/forum ... page%3D1&page=1

Hongxiang

nahaotian 发表于 2023-11-1 13:03
群里苏老师做个这个，从视频上看效果不错。

http://www.crystalradio.cn/forum.php?mod=viewthread&ti ...

我就是买他的

nahaotian

Hongxiang 发表于 2023-11-1 13:56
我就是买他的

那你为啥不自己尝试做一下呢？

我想自己做一个，看看什么效果，效果好与坏无所谓，主要是体验这个过程。

快乐年

自己做的好，实验+锻炼脑筋。

冰岛

楼主之所以对一个电路有这么多疑问，根本原因，一是不会分析电路，二是是对电路的原理不清楚。
        这种6管OTL功放，BG5、BG6分别是BG2、BG4的电流扩展管，其主要作用是扩展功放的输出电流和输出功率，即使去掉BG5、BG6，去掉R14、R13，电路仍然可以正常工作，这就是直接耦合4管OTL功放了。对于4管OTL功放来说，BG2、BG4可以认为是BG3集电极电流的电流扩展，即使去掉BG2、BG4等元件，R4改接BG3集电极，电路的直流工作状态和放大作用仍然成立，这就是异极性三极管两级互补直接耦合放大。
        其中，R4接BG3集电极和BG1发射极，这是大回环负反馈：假如接通电源瞬间BG3集电极电位比BG1基极高很多，那么这两点的电位差就会使BG1产生很大的基极电流和集电极电流，其集电极电流在R3上产生的电压又会使BG3导通，BG3导通使其集电极电流下降，结果造成BG1和BG3集电极电流减小，最终达到相对稳定状态。
        实际电路中，R4直接接OTL功放输出，由于音频波形是对称的，为了在电源电压一定的情况下获得最大的不失真输出电压，OTL功放的输出端（C7正极）电位就必须设置为电源电压的一半，因此在20V供电情况下，R4右端电位就应该10V。对于直流来说，BG1发射极电流只有R4这一条路径，集电极电流有R3和BG3基极两条路径，因为电路中BG3基极电流远远小于R3的电流，所以可以忽略BG3基极电流，认为BG1集电极直流电流仅流过R3；由于BG1放大倍数通常很高，其集电极电流与发射极电流近似相等，因此可以认为电路中R3流过的电流与R4相同。因此，要让电路处于放大状态，那就必须让R3两端的电压是0.7V，R4两端的电压就是R3两端电压的3倍多一点，2.2V左右，计算可得BG1发射极电位为10-2.2=7.8V，BG1基极电位为7.8-0.7=7.1V。
        如果BG1瞬时输入电压为正，那么这个交流输入会使BG1、BG3集电极电流同时减小，当输入电流达到一定值，那么BG3就会截止。为了避免这种问题出现，通常的做法是根据功放所需输出电流（10V/8Ω=1.25A）和BG2、BG5放大倍数乘积计算出BG2基极所需最大激励电流，再把计算结果乘以5就是BG3的最小静态集电极电流，实际BG3的集电极电流取值只能大于计算结果，不能小于计算结果。这样，当输入信号使BG3集电极电流减小，在BG3集电极电流下降到静态集电极电流的一半之前，BG5发射极输出电流已经足够了，而且由于BG5发射极输出电压上升比输入信号更快（这就是功放的电压放大作用），R4两端电压实际并不是减小而是增大，这样，由于R4的负反馈作用，在输出端电位达到电源电压之前BG3并不会截止。
        BG1的作用当然是放大。对于输入交流信号来说，信号从基极注入、从集电极输出，这是共发射极放大，共发射极放大既有电压放大作用也有电流放大作用，因此有BG1的6管OTL功放比没有BG1的5管OTL功放可以用更弱的信号激励。对于直流负反馈来说，R1、R2、W2为BG1提供固定7V的分压偏置，功放输出端电位经R4注入BG1发射极，这是共基放大。有BG1的OTL功放，输出端直流电位通常比没有BG1的更稳定。
R3、R4的设定比较复杂。直流负反馈是由R4产生的，R4越小，输出端直流电位变化造成的BG1集电极电流变化越显著，负反馈效果越好，输出端直流电位稳定性越好——然而，R4两端实际并不只有直流电流，由于R9、C4的存在，R4两端还承担着功放输出的交流电压，如果R4取值太小，那么R4对功放输出的分流就越多，且大幅度的交流会造成R4发热甚至烧毁。另一方面，由于直流负反馈作用是通过R4加到BG1的，BG1对输出端直流电位变量的放大倍数实际等于R3/R4，因此R3/R4值越大，直流负反馈效果越好，功放输出端直流电位越稳定。然而，当R3取值过大，BG1集电极电流设置得太小，会造成BG1输入阻抗过大，非但不能改善输出端直流电位稳定性，且会使功放的非线性失真变得更大。实际应用电路，R3取1k~2k，R4取500~2k比较合适。
        这种OTL功放不但有直流负反馈，还有交流负反馈。负反馈电路的放大倍数分为“开环”放大倍数和“闭环”放大倍数。开环放大倍数就是去掉大回环负反馈时的放大倍数，对于该电路来说就是短路R9时的放大倍数。开环放大倍数本身并不稳定，而且会随着输入信号而改变，实际是很难精确计算的，这种4级放大电路通常在一百到一千之间。闭环放大倍数，就是让负反馈电路生效时的放大倍数，也就是像图中那样把R9与C4串联之后的实际放大倍数。闭环放大倍数比开环放大倍数小，为了充分利用负反馈矫正放大电路的失真，音频功放通常要把闭环放大倍数做得比开环放大倍数小得多，一般根据需要选择R4与R9比值，把闭环放大倍数设定为10~50之间为宜。
        R6、C3乘积，通常要求不小于喇叭标称阻抗与C7乘积的10倍，再大一些更好，但是电容的容量与体积和价格正相关，太大没必要。R6取值，通常要求R7＞2(R6+R8)，R7大于50倍喇叭阻抗。假设BG2放大倍数100，BG5放大倍数30，喇叭阻抗4Ω，按之前的方法计算BG2所需激励电流为10V/4Ω=2.5A，2.5A/30/100≈0.84mA，那么BG3集电极电流可取0.84*5=4.2mA，实际取值5mA。BG6+BG7+BG8总阻值取10V/5mA=2kΩ，那么，R7取1.5k，R6取270，R8取220。

nahaotian

冰岛 发表于 2023-11-1 19:51
楼主之所以对一个电路有这么多疑问，根本原因，一是不会分析电路，二是是对电路的原理不清楚。
        这种6管OT ...

感谢冰岛老师的分析讲解。
下面的图片是我仿真后的结果



我这里VCC=12v，喇叭按照8欧，2N2222的放大倍数按照250计算的。

目前我的输入信号幅值是100mVp。但是对于MP3等设备的输出电压应该再1Vpp以上，如果要是这个单路直接接MP3的音频输出，那样失真会很厉害，那么这样的问题如何解决？
还有个问题，就是这个功放，每级放大器之间是否需要阻抗匹配？就像顶楼那个电路图，BG1的共射放大时，输出阻抗是否需要与BG3的输入阻抗匹配？

还望老师指点。

Hongxiang

nahaotian 发表于 2023-11-1 14:44
那你为啥不自己尝试做一下呢？

我想自己做一个，看看什么效果，效果好与坏无所谓，主要是体 ...

自己做电路板太麻烦了，我是买的散件，回来自己焊接的，相比锗管功放，音质真的很一般，也许是我用的喇叭很一般，电压是在12V.

美人鱼999

nahaotian 发表于 2023-10-31 16:11
这个不是我分的，电路上也不是这个值，我表达的问题。其实我想说，如果设计这个电路，那么BG1的Vce是否应 ...

这个问题，如果放大的交流信号，数出峰峰值和电源电压接近了，三极管的VCE要注意是电源的一半。如果，信号的幅度，和电源比，小很多，那么VCE的值就可以放宽很多，大一些，小一些都可以，只要信号出线上下削顶现象。

快乐年

nahaotian 发表于 2023-11-2 11:59
感谢冰岛老师的分析讲解。
下面的图片是我仿真后的结果

我认为：“BG1的共射放大时，输出阻抗是否需要与BG3的输入阻抗匹配？”----BG1就是共射放大器，集电极电阻R3是他的负载电阻，同时又是BG3的偏置电阻，但是又被BG3发射结钳位于0.7V，结构上BG3动态范围较大，BG3的负载由电阻R6R7以及三个二极管组成，输出信号供给末级。
所以不存在你说的阻抗匹配问题、

RBYT

nahaotian 发表于 2023-11-2 11:59
感谢冰岛老师的分析讲解。
下面的图片是我仿真后的结果

目前我的输入信号幅值是100mVp。但是对于MP3等设备的输出电压应该再1Vpp以上，如果要是这个单路直接接MP3的音频输出，那样失真会很厉害，那么这样的问题如何解决？

这位同志基础不扎实啊，仿真可见输入0.1V输出4.2V，放大倍数40多倍，和计算值差不多，如果输入1V的话，按照这个倍数，输出就得有40多伏，但是供电只有12V，剩下几十V怎么变出来？所以这个问题很好解答：1.增加供电电压，保证最大输入时也有余裕；2.降低放大倍数。

还有个问题，就是这个功放，每级放大器之间是否需要阻抗匹配？就像顶楼那个电路图，BG1的共射放大时，输出阻抗是否需要与BG3的输入阻抗匹配？

有条件最好做。三极管的基极输入阻抗计算公式为r_π=β*Vt/Ic，β是放大倍数，Vt是热电压，25°时差不多是26mV，Ic是集电极电流，注意β会随着Ic变化。以模拟图为例，Q4的Ic直流分量为15.6mA，根据数据手册可知这个电流下β变化不大，可以按设定的250计算，那么此时Q4的基极输入阻抗r_π就是250*26mV/15.6mA≈417Ω，可见图里的电阻不是非常匹配

其实从本源上去理解三极管是最好的，例如理解了Vbe和Ic的指数性关系，我们就可以根据简单的微分知识得到Vbe的变化引起Ic的变化（即跨导g_m）有这样的关系：（下划线表示下标）

                g_m = i_c / v_be = Ic / Vt，

注意i_c和v_be都是微小的变化量，也就是微分量。计算静态工作点下的跨导时，我们只要记住g_m=Ic/Vt即可，这里的Ic和Vt都是直流量；

又因为Ic=β*Ib，所以又可以这样表达：

                g_m = i_b * β / v_be，

ok，现在我们有i_b和v_be的比值了，我们试着变换一下：

                g_m / β = i_b / v_be，

现在我们有输入阻抗的倒数了，也就是输入电导，我们吧式子再倒过来：

                β / g_m = v_be / i_b，

现在我们得到了基极电压变化量引起基极电流的变化公式了，这就是我们要的输入阻抗：

                r_π = β / g_m，

还记得上面的g_m=Ic/Vt吗？这样我们就有了：

                r_π = β*Vt / Ic。

RBYT

RBYT 发表于 2023-11-2 22:51
目前我的输入信号幅值是100mVp。但是对于MP3等设备的输出电压应该再1Vpp以上，如果要是这个单路直接接M ...

接上楼：

这个电路比较有意思，但是对初学者来说不友好。输入级，即Q3管一级，实际上可以看成是差分电路砍了一半的电路。这是个共射放大电路，信号从集电极输出，然后反馈电压从射极输入。

从仿真我们可以看到，Q4的静态电流设置得比较大了，这样导致了其输入阻抗较小，一般来说设置在几个毫安即可。但是这Q4的Ic由什么控制呢？这对初学者来说使有一定难度的 其实Q4的电流是受R2控制的，电路中的直流负反馈的过程是通过Q3组成的共基放大电路进行的。如果R2太小，那么，Q4的集电极电压就要通过相对大的变化来引起Q4基极相对小的变化，而Q4的集电极电压又是通过Q4的Ic在D1、D2、R9上的压降得到的，这样一来Ic势必增大。图中R2较小，R9也较小，这对Q4电流的“减负工作是不利的

这个电路一环扣一环，不好分析；其中有很多可以改进的地方，例如R2换成恒流源,R9换成Vbe倍增电路，等等，其实最后改进来改进去都改进成了运放里头的电路了 所以拿来学习不太好，做来玩也不太好