电子管电路的理论计算

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就像伺候五极管一样，我们在G2上加一个恒定的直流电压Vg2，暂定为60V。之后使用multisim的直流扫描功能直接扫得伏安特性曲线族。

在屏压60V以上的区域，此图的准确度有保障。

再贴一张胆友用图示仪扫得的12AU7串叠曲线。图源：点此


乍一看是不是典型的五极管特性曲线！不过区别也很明显。串叠曲线和典型五极管曲线相比，整体右移，而在左侧留下了零屏流的“死区”。把屏流起始点对应的屏压称为死区电压，发现这个电压约等于帘栅极电压Vg2。这绝不是巧合：在屏压低于帘栅压时，上管阴极发射的电子大部分甚至全部被栅极截获（此时G2电压高于Ei，即上管工作在正栅区，有栅流），导致屏流为0。屏压接近以致超过帘栅压时，屏极才能吸引足够多的电子形成屏流。随着屏压继续增加，工作点经过曲线的拐点向右移动，Ei电压高于G2，上管回到负栅状态，栅流消失，串叠管进入所谓“饱和区”或者“恒流区”，就是平坦的那一段。

其中的物理图景，比如为什么上管先正栅再负栅，需要三极管伏安特性方程才能回答。我们只需记住这幅曲线，形成大致印象即可。设计放大器时也不用考虑上管栅流。

如何选择静态工作点与死区电压：
由于死区电压和电源电压对输出信号摆幅的限制，串叠管的静态工作点要仔细选择，一般选为死区电压（Vg2）与电源电压之平均数，此时输出信号的摆幅可以最大，其峰峰值就是电源电压减去死区电压。我们当然希望死区（Vg2）越小越好，这样信号摆幅就更大，但是Vg2过小会迫使下管工作在非线性区，跨导下降，同时限制电流摆幅。后面的分析显示，下管的动态参数对整级起决定性作用，因此务必使其工作在线性区，且跨导大一些。这说明Vg2不能无限制降低。一般推荐Vg2为三分之一电源电压左右，可以兼顾动态与增益。当然其他值也可以，只是不能过高、过低。

附上Vg2由低到高变化时的三张曲线，以对串叠管的特性有更深刻的认识。

Vg2=20V


60V


100V


仿真曲线在死区电压附近有点奇怪，是否是真实情况，有待坛友实际测量。屏压高于死区电压，曲线就正常了。
每幅图最上面一条红线都代表G1=0V，向下等差递减0.5V，即0, -0.5, -1, -1.5等等。
可以清楚观察到，G2电压越低，死区就越小，不过0栅压屏流也急剧减小。提高Vg2，死区增大，屏流也会提升，跨导明显增大。跨导增大是因为下管跨导增大，后文详述。

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使用三极管小信号模型，容易推出串叠管的动态参数如图：

其中
r1：下管内阻
r2：上管内阻
g1：下管跨导
μ：每个三极管的放大系数（假设上下管型号一致）

我们可以明显看出，串叠管的等效内阻是下管内阻的μ倍，这是一个很高的数值。为了方便起见，将其忽略，把串叠管与内阻为无穷的五极管等同视之。这样做不会使计算结果相差太多。

与五极管类似，串叠管的G1 G2对屏流均有控制作用，但以控制栅G1的控制作用最显著，这体现在控制栅跨导比帘栅跨导大μ倍。一般应用时帘栅均交流接地，不用考虑帘栅跨导。尤其注意的是，控制栅跨导就等于下管跨导，因此要仔细选择下管工作点，在许可范围内把静态电流调大些，来获得大跨导。

本级放大倍数约为-g1*Ra g1为下管跨导，Ra为阳极负载电阻。

亦可用图解法分析、设计本级。先确定好帘栅压Vg2, 这个电压约等于下管屏压。在三极管曲线图上绘制对应的垂线，选取合适的栅负压，工作点就确定了，阴极偏压电阻也确定了。后文详述。

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kenneth_zhu 发表于 2021-8-25 15:45
别感悟了，对于低噪电路，PSRR很重要。

其实就普通电子管收音机电路来说，按现在的做法，也许对于功率 ...

对。diy唱放话放，PSRR就是天。现在努力方向都是制造优良的电源，很少去专门设计高PSRR电路，毕竟普通爱好者没有这个能力。
业余爱好者装胆机就听个响，PSRR对他们来说难道不是犄角旮旯？我顺便感悟一下又怎么了？

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kenneth_zhu 发表于 2021-8-25 16:39
随便感慨。

提高PSRR的电路其实最简单就是用恒流型的稳压电源，简单地说就是为每个放大级使用并联稳压电 ...

这些都是路。我见过外坛有人无所不用其极，为了把直热管灯丝与DC电源完全隔离，正端用模拟电感，负端用恒流源抽取电流...据说声音比稳压供电不知道好到哪里去了

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下面开始实战！本人没设计过多少线路，设计理念上的误区，请各位老师们指出！
目标：使用串叠电路设计一个通用前级，要求增益20dB-30dB可调，即10倍-40倍可调，来驱动灵敏度不同的后级。40倍时，最大不失真输出能力90Vpp, 以驱动2A3单端。输出阻抗越低越好。

1、6N11串叠级设计。

首先确定电源电压，高一些为好。此处选用300V. 随后确定帘栅电压G2，可在60V-100V中选取，高一些亦无妨。这里选取60V。那么理论上可以输出300-60=240V峰峰值，取值合理。

再确定下管工作点：考虑到下管屏压与帘栅压G2电压相近，故近似认为它也是60V.在屏压等于60V的竖线上选择一个合适的栅负压，下管工作点和阴极电阻就可以确定了。考虑到负压越浅，跨导越高，故取到-1.2V左右。图中红点就是下管静态工作点。


屏流大约是6-7mA, 所以阴极电阻取160-180欧即可。此处取160欧。

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阳极负载电阻使用串叠曲线可以方便地算得。我们令负载线通过串叠曲线的拐点，即从横轴上300V点到串叠曲线族0栅压那条线的拐点处做一条直线，这条线与y轴的交点处对应的电流为I，那么阳极负载电阻Ra就是300/I。这里是24k。valvewizard上说此负载线如果低于拐点，声音会更像五极管，高于则更像三极管。此处折衷一下。
事实证明，屏极负载对下管阴极直流电位影响不大，在15k-30k之间调整屏极电阻，基本不会影响下管栅偏压。所以这俩电阻可以分开确定，不相互影响

读图得此处g约为7mA/V, 增益Av=-g*Ra=-170倍，正好为负反馈的加入预留了空间。

至于各旁路电容取值，详见G版原贴，此处不赘述。

2.输出级与反馈
考虑到对低阻输出的要求，用直耦WCF级作为输出级。6E5P是国产6S6对应的苏联型号，用6S6即可（接成三极管）。加入电压并联负反馈，最终电路如图。实作时可能要为WCF级加入消振措施。

R11 R12组成反馈网络，调整R12即可改变增益。

仿真结果：R12=1M时，增益40倍，输出90V峰峰值时，失真小于0.5%，输出阻抗小于50欧。
R12=130k时，即变成10倍增益，输出阻抗小于30欧，且保真度又有极大改善。

有空我会实作此电路，期待它的表现！

本部分完结。

补充内容 (2021-8-25 22:39):
总结：本电路旨在提供一种增益大范围可调、低输出阻抗、低噪声、宽频带的通用前级方案。

补充内容 (2021-8-26 08:27):
笔误，32dB为40倍

补充内容 (2021-10-18 22:47):
现在回头看来，这张图实属鸡肋，输出级设计也比较辣鸡。现在我已有了更加优良的推动级设计了。