做了MT4S301大師推薦的電路，順便介紹下我的穩壓器

longshort

　　花了一小點時間，把MT4S301大師推薦的電路（【Spice】推荐一个DIY LDO电路）做了。其實本來不想做這麽個簡單的小玩意，偏偏大師說“我理解坛友大抵是不敢做我发的电路的”，這就有了讓我試一把的可能，因爲這電路結構看上去實在是眼熟，眼熟，眼熟得很。這就向大師匯報下俺的實作結果。

　　大師的電路：
       

　　實際上這就是很普通的LDO結構，第一增益級可看作是個yun放，在Q2-Q4-Q5結點有一個極點；第二增益級Q5實際上承擔電平移位的任務，在Q5-R4-Q6結點上有一個極點，第三增益級是個低阻抗負載的功率級。若第一增益級的增益足夠大，這個電路完全有可能產生振蕩，主要原因在於第二增益級的增益太高，超出了所承擔的主要任務；而第一增益級的極點頻率較高，與第二極點頻率接近。我理解原作者的想法，將縂增益近乎均匀地平分在兩個增益級之間，讓電路的帶寬達到最大，這樣就可以使LDO的響應速度大大提高。如同大師所言，這樣將帶來極大的風險，因爲它只是一個穩壓器，不是寬帶放大器。

　　由於我用作爲供電電源的穩壓電源是3V~18V，因此電路改成輸入>=17V、輸出16V的穩壓器。

　　不過具體的實作沒有發生任何奇跡，結果平淡無奇，既沒有發生預想中的振蕩，也沒有上電帶來的衝擊，因爲我對上述電路在總體結構不變的基礎上做了一點點小改動，作基準用的TL431直接和一個100uF的電解電容器并聯，大約有幾十ms的上升時間，這樣輸出絕無可能產生浪湧。

　　這是我略微改動後的電路：
       

（待續）

longshort

　　曾經説過，Q5(BG5)打算用2N7000，目的是利用其輸入電容和擡高結點電壓使輸入電阻提高，這樣來壓低第一增益級的極點頻率，從而將第二極點的頻率與第一極點拉開來；不過實作中使用的是2SK941，2N7000的Vt值太低了，只有0.5V~0.7V，2SK941的則在1.5V~2V之間。同時在Q2(BG2)接一個miller電容作爲補償，極點頻率可望進一步下降。在Q5的柵-漏上也增加一個補償電容的位置以作備用。

　　Q6(BG6)使用了PMOS管IRF5305，有足夠低的Ron。增加了一個啓動電阻R5'，上電伊始與R5形成跨接供電電源的分壓器，在Q6的g-s閒將產生大約-5.67V的柵壓，這足夠將輸出電壓拉到輸出的額定值。這個電阻的存在是必要的，因爲上電瞬間，Q2基極被R6拉到近地電平，R1-R2結點電壓只有1.3xV，Vt值為1.5V左右的Q5無法驅動Q6。當然，Q5、Q6均使用BJT時沒有這個問題，Q5使用2N7000時也沒這個問題，用2SK941純粹是爲了有足夠的功耗可以對付頻響擴展后產生的耗散。

　　與R6并聯的電容器的作用，是將100Hz及以上頻率的信號增益拉到近0dB。

　　電路搭好以後，沒有焊上C2、C3、C4，使用它們要看電路是否穩定。初測結果很滿意，不需要使用它們。

　　爲什麽沒有產生傳説中的振蕩，我想差分級的射極那兩個100Ω電阻起到了至關重要的阻尼作用，這和我的預期相當。不過這也大大降低了差分級的增益，致穩壓器的輸出電阻顯著上升。在空載與1.52A的負載電流下，直流輸出電阻約為6.6mΩ，説起來也不算太差。

　　測量空載輸出電壓：
       

　　空載輸入電壓：
       

　　測試負載為10.xΩ的20W水泥電阻上的輸出電壓，測試電流約爲1.52A：
       

　　上述電流下的輸入電壓：
       

　　負載上測得的雜波約10mVpp+：
       

　　斷電至0.000V-後的負載上的雜波，仍是10mVpp+：
       

　　這就和供電用的穩壓電源情況一樣，只要不離開負載，測得的雜波也是這個水平。

　　探頭短接，雜波幅度是4.7mVpp+：
       

　　這意味著從市電引入的雜波大約是8.8mVpp+，共模形式傳入。探頭短接測得的雜波4.7mVpp+則是從短接形成的環形天綫傳入，而示波器通道輸入接地測得的底噪約10.42uVpp（顯擺一下，俺新買的12bit示波器很不錯嘛）。

　　通道本底值：
       

　　短接的探頭：
       

（待續）

longshort

　　進一步的改進如下圖：
       

　　首先是基準部分的電壓升高了，采用5.6V的齊納管或者6.3V溫補齊納管，這使BG2-BG4之間的電壓動態範圍擴大，輸出電阻也有望進一步升高。

　　其次將BG5的增益降到1，這樣第二極點頻率的增益“天然地”降到了-3dB，BG5將名副其實地作爲電平移位級存在，主增益將幾乎全部轉移到差分級，同時將差分級的射極電阻降為零。C2作爲補償電容器的存在，保留這個位置是必要的。

　　差分級的工作電流還可以增加到原來的十倍，同時R5的值降到100Ω~200Ω，響應可以相應地提升十～五倍左右。

　　再進一步的改進如下圖：
       

　　圖中用yun放代替了差分級，縂增益大幅度提高，這有助於進一步減小輸出電阻，優化負載調整率，同時極大地簡化了電路。改善頻響的方法也是同樣的，驅動級Q5(BG5)的電流可增加為5~10倍，yun放改用slew rate在幾十伏的OPA604或性能相近的高速yun放。0dB增益穩定的yun放很多，原則上都適合在這裏使用。

（待續）

longshort

　　現在可以介紹我的穩壓器了，因爲結構與大師提供的相似，僅僅是改變了驅動級的增益而已。

　　我的穩壓器電路：
       

　　仔細看上圖，圖１電路裏的R1被R9-BG5-D4- R10-P2恆流源支路代替，而R11-R12-D5-C11基準支路就是大師圖裏的V2，P1-R7xx-R8支路就是圖１電路中的R6-R7支路，OA1直接就替代了圖１電路的BG1-BG2-BG3-BG4差分對，而圖１電路的BG5和上圖中的BG4是等效的。結構是完全一樣的了吧？

　　控制電路的供電也很簡單，VR1提供12V作爲yun放和恆流源電源，VR2從VR1裏又分出4V給數字電壓表供電。電流表的電源則是在120VA的環形變壓器上，用0.12mm直徑的塑料絕緣綫穿繞18匝，得到大約4.65V的空載交流有效值電壓，整流后給電流表供電正好：
       

　　穩壓器的佈局：
       

　　取樣電路采用了開爾文連接方式：
       

　　因爲當時沒有5A的電流表，所以用了手頭的50mA電流表，通過一個10mΩ的1206來獲得空載時的電流，照片顯示有39.5mA的靜態電流消耗：
       

（待續）

longshort

　　空載時的輸出噪聲，測試帶寬是20Hz~300KHz，測試結果顯示其有效值大約相當於20uVpp的水平：
       

　　以10.xΩ電阻作負載時，1A電流的輸出：
       

　　此時測得的輸出噪聲電壓：
       

　　結果竟然為0.xxuV有效值... ... ...

　　可能有人覺得3V~18V的調節範圍太小了，其實擴展是很容易的，當時只因手頭僅有這麽個較大功率的220/18變壓器。如果將基準做成負電壓，輸入增加一個負電源，那麽零伏起調也不是難事。電流擴展也容易，若干調整管并聯+均流就成了。

　　比較遺憾的是熱沉風扇未作仔細規劃，接通電源期間，會對正在做精密測量的儀器產生干擾，讀數值跳動不停，以致跳到懷疑人生... ... ...


（結束）

小鬼头

虽然楼主说，做的是别人的电路。但我看到的是，楼主实际上借了别人电路的壳子，装的是自己的馅。

最明显的差别是，原电路的末级有相当高的增益，总体上是一个二级（或三级）放大结构。而楼主实装电路的末级增益很低，约只有6dB，近似为一个跟随器，总体上属于一级（或二级）放大结构。

MT4S301

一觉醒来自己竟然变成大师

當然，Q5、Q6均使用BJT時沒有這個問題，Q5使用2N7000時也沒這個問題

多谢您帮我抓到这个电路的死穴 此前一直认为这种拓扑没有start-up方面的问题。

爲什麽沒有產生傳説中的振蕩，我想差分級的射極那兩個100Ω電阻起到了至關重要的阻尼作用，這和我的預期相當。

我作为看客，猜想这俩100Ω作用不如输出1000uF电容作用大

基準部分的電壓升高了，采用5.6V的齊納管或者6.3V溫補齊納管

我原来的设计考虑到5V输入转3.3V甚至3V输入转1.8V场景。您把带隙基准换成齐纳基准，则无法低压运行。

這使BG2-BG4之間的電壓動態範圍擴大，輸出電阻也有望進一步升高。

输出电阻不会升高。除非您给BG1~2加cascode；或者把电流镜换成wilson mirror；或者BG1~4发射极加电阻

其次將BG5的增益降到1，BG5將名副其實地作爲電平移位級存在

如此则BG6栅极的全部voltage swing都得产生在BG2漏极，我不太喜欢这样。

圖中用yun放代替了差分級

都这么麻烦了为何不用RRO运放直驱PMOS？？

6320571

有点好奇高频下的PSRR能达到什么水平？

MT4S301

6320571 发表于 2024-8-22 17:21
有点好奇高频下的PSRR能达到什么水平？

BG6硕大无比的Cgd寄生电容在高频下将BG6栅漏短接，BG6于是化身一根二极管，电源纹波经过Rd(forward) 变成电流直达输出
高频PSRR就看输出节点高频阻抗多高了，如果阻抗非常低那电源注入的电流形成之电压很小，PSRR还有得救。

iffi123

只能说你们都太闲了，现成优质又不贵的LDO多的是

king5555

这类低压差的稳压器，上电瞬间容易过冲，合泰HT7XXX系列为人垢病，输入丶输出端的电容接不接的不好，一上电过冲損坏一堆电路。不过有新型电路，我沒看到。
樓主是謙虛美德。

longshort

MT4S301 发表于 2024-8-22 17:19
一觉醒来自己竟然变成大师

我作为看客，猜想这俩100Ω作用不如输出1000uF电容作用大
這可不一定，若是圖１電路將其值降爲零，基本上立馬振蕩。

我原来的设计考虑到5V输入转3.3V甚至3V输入转1.8V场景。您把带隙基准换成齐纳基准，则无法低压运行。
是的是的，低電壓下的LDO其實是很難構造的，調整管本身不是問題，難點在放大環節。

输出电阻不会升高。除非您给BG1~2加cascode；或者把电流镜换成wilson mirror；或者BG1~4发射极加电阻
嗯，確實不會升高，響應速度與輸出電阻是一對無解的矛盾。產品yun放通常限定了最低工作電壓，在電流鏡処常常串有射極電阻，輸出電阻幾乎以hfe倍的比例升高，大概這也是產品yun放高增益的秘訣吧。

如此则BG6栅极的全部voltage swing都得产生在BG5漏极，我不太喜欢这样。
見仁見智吧，我倒覺得無礙。

都这么麻烦了为何不用RRO运放直驱PMOS？？
是啊，手裏各種yun放太多，得去掉一些庫存。

longshort

6320571 发表于 2024-8-22 17:21
有点好奇高频下的PSRR能达到什么水平？

高頻下的指標肯定是不太高的，我覺得BG6和BG5的輸出電阻都有直接的關係，不過只是猜想。

longshort

MT4S301 发表于 2024-8-22 17:24
BG6硕大无比的Cgd寄生电容在高频下将BG6栅漏短接，BG6于是化身一根二极管，电源纹波经过Rd(forward) 变 ...

其實Cgd不算大，大約450pF，倒是Cgs達到了1.35nF，和Cgd形成了分壓器，電源紋波幅度會有1/4攪動Vgs，低頻下還好辦，可以靠高的BG5輸出電阻來獲得Vgs保持不變，高頻下就只能靠盡可能降低結點電阻來保證了。原圖中的2SAR583D3，查了一下它的Cob有120pF，按經驗的話，Ci也有近nF的水平了。功率BJT的輸入電容其實都不低的，只是被低的輸入電阻掩蓋了。

longshort

iffi123 发表于 2024-8-22 21:36
只能说你们都太闲了，现成优质又不贵的LDO多的是

説得是，俺就是閑的。