我也做了個滑動甲類小功放

longshort

前言

　　之前看到壇友做滑動甲類小功放，也被吊起了興趣，打算一試這個以前不被關注的電路形式。

　　先聼一下完成品的重放效果，這是重放2016年1月份的某天廣播錄音，分別驅動了兩種音箱：

        英國Markaudio的3吋PU5音箱：
       

        美國优雅3吋全频喇叭 NS3-194-8A的定制箱：
       

　　小功放前面板上的電平表部分是學的壇友老虎哥的方法，學藝不精，各位看官請多海涵。

　　因爲題目是限制在“小”的形式，所以預定最大輸出功率為1W，工作電源電壓12V。進一步探究發現12V是不夠的，由於選定的輸出變壓器鐵芯（EI33）的最大磁感應强度的限制，所通過的直流電流被限制在一個小的範圍内，要達到1W的輸出功率，電源電壓至少為24V。鑒於輸出變壓器還有直流内阻產生的電壓降等問題，實際所需的電源電壓至少要達到28V才行。因手頭的電源變壓器輸出電壓是交流24V，所以只能先在這個電壓上作文章了。

（待續）

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中山老曹 发表于 2024-2-1 09:41
用铁氧体做音频输出牛，终于见到一个。长见识了。

最大磁通密度限制在2700高斯以内，鐵氧體和硅鋼片沒有區別。

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概要設計

　　首先對輸出變壓器進行必要的參數設計，利用在綫計算器得到必要的數據。圖中顯示在特定鐵芯中舌截面下，和最大磁通密度限制在2700高斯時，能夠得到的最大通過直流電流、匝數、電感量、最低工作頻率、最大交流有效值電壓：
       

　　1W功率對應的峰值電流是√2*1W/12V=0.118Ap，所以通過的直流電流設為0.12A。在這個電流下不超過最大磁通密度的最低重放頻率為227Hz，匝數不能低於1080匝，阻抗為(12V)^2/1W=144Ω。

　　因爲次級負載阻抗擬為4Ω，所以變壓器變比為√(144/4)=6:1，次級匝數為180匝。

　　初級用0.1mm綫徑的漆包綫繞製，縂電阻值為50Ω，0.12A的直流電流在其上產生6V的壓降，加上最大17Vp的峰值電壓，電源電壓至少需要23V，考慮最大輸出時的波形失真，輸出管的壓降至少1V以上，這樣最低的電源電壓非24V不可。

　　由於匝數較多，一副EI33磁芯骨架繞不下，於是用兩副EI磁芯的E芯對拼，在兩副骨架上用0.2mm*14股的多股漆包綫共繞製180匝，將其中6股并聯作爲次級負載繞組，6股串聯連接作爲初級，另剩兩股串聯連接並與次級負載繞組串聯，作爲滑動整流的升壓繞組。

　　兩塊E芯拼一副，骨架的兩個端面也要用砂紙打磨平坦：
       

　　繞完後的樣子，看起來蠻滑稽的：
       

　　電感量測量：
       

　　與傳統的盡量減少分佈電容的繞製方式不同，這種多股綫繞製的方式，初、次級間的分佈電容至少在5nF或更高，組裝成整機後的頻響指標極高，這將在後續的頻響測試環節中描述。

　　在24V電壓下的輸出管原準備用2SD882E，但耐壓明顯不夠，所以又換成了2SD669A，可惜hfe低了些，只有170左右，但也足敷應用了。因爲三極管在接近飽和的較低電壓下的電流增益不足，負反饋措施的失真矯正能力也會下降，限制到最大信號時的三極管壓降不低於3V，是保證最大輸出時的失真指標的措施之一，這也要求電源電壓至少26V或更高會更好一些。

　　著手詳細設計時，又想起了早年曾經收藏有一對小電平表，趕緊找出來測試了一下，是一種無電流時指示最大輸出的倒裝式對數顯示表，上電的時候指針才回到最小電平處：
       
       
　　電平表背面，粘了四個綠色（暖白色的更好，可惜手頭沒有）的食人魚：
       

　　這對電平表可以直接利用滑動整流部分來驅動。

（待續）


补充内容 (2024-2-3 10:19):
訂正：“初級用0.1mm綫徑的漆包綫繞製”中的綫徑應為0.2mm。

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longshort 发表于 2024-2-1 09:02
概要設計

　　首先對輸出變壓器進行必要的參數設計，利用在綫計算器得到必要的數據。圖中顯示在特定鐵芯 ...

總體設計

　　由於單管的功放增益有限，需要一個高增益的前級來驅動功放，以確保失真指標的改善，采取之前使用過的高增益前級來擔任，詳見相關的參考資料列表[1]。

　　設計電路如下：
       

　　高增益前級驅動了一個輸入變壓器的電感負載T501，經4:1的變比耦合到功放的基極，並經由一個低動態阻抗的BG503到地。BG503和BG504是通過共用的散熱器進行熱耦合，使BG504始終處於安全的熱設計範圍内。

　　BG503和BG504的熱耦合：
       
       

　　主板的佈局：
       

（待續）

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longshort 发表于 2024-2-1 09:06
總體設計

　　由於單管的功放增益有限，需要一個高增益的前級來驅動功放，以確保失真指標的改善，采取 ...

功放級設計

　　BG504的靜態電流設置為23mA，這將使功放有35mW的最大甲類功率輸出，而無需滑動整流動作。設置這個功率的原因是需要兩倍的滑動整流起控功率，以便在較大的功率信號到來的時候能夠有效地接續之前的較小功率狀態，盡可能不產生因接續不上而發生打噎（或喘息）的現象。這個起控功率在4Ω負載上約為15.2mW，換算到整流繞組上的峰值電壓約爲1.046Vp。

　　整流電流通過R513給C509充電，並通過R512給BG503輸入鏡像電流。鏡像電流使BG503的端電壓升高，這個電壓與BG504的基-射結電壓差形成鏡像電壓，導致BG504的工作電流同步增長，這個增長的電流使輸出管能夠處理同步增强的輸入信號。

　　紅框圍起來的部分是電平表／功率表範圍。R515和R517形成分壓器，在R516-M501支路的電流為零時，節點C的電壓是7.685Vp，這對應了輸出變壓器上整流繞組的最大峰值電壓。儅R516-M501支路的電流為0.5mA時，節點C的電壓為無信號時的谷值電壓。在B點上的電壓為峰值7.685Vp、谷值0.8463Vv。R516的值和節點C上的谷值電壓，可通過R515-R517-0.8463Vv聯立求解出來，這個值是11.586KΩ和6.877Vv，R516取標稱值11KΩ或12KΩ。

　　紅框圍起來的部分：
       

　　R512是BG503的限流電阻，在谷值時通過0.5mA電流，在峰值時通過約16.xmA。在最大輸出時，要額外消耗將近90mW的功率，這是應當計入縂輸出功率的。

　　R513是整流輸出的限流電阻，目的是在大的峰值下對C509充電時，不在輸出繞組上產生明顯的臺階而設置的。實作中這個電阻的值為零，用了一條短接綫代替。

　　C509的設計值最初用了220uF，實作中發現在中等音量下，背景底噪有約3Hz左右的喘息頻率，換成470uF後喘息現象改善，基本不可聞及。實測C509的容量在100Hz時為411uF，與R513乘積的時間常數為176mS左右。

　　電平表的顯示最大值是+3dB，對應1W的滿功率輸出；0dB則降低了一半的功率，對應0.5W輸出；同理-3dB即對應0.25W輸出。對三種情況做了計算；由於功放管的輸出偏置電流不同，輸出變壓器的最低重放頻率是不一樣的：

　　+3dB/1W，227Hz：
       

　　0dB/0.5W，101Hz：
       

　　-3dB/0.25W，57Hz：
       

　　所以這一小功放的過載+3dB（所謂音樂功率）時的功率為1W，額定功率為0.5W，半功率為0.25W。在半功率及以下時的低音頻頻響應該是最好的。家庭環境中，平時的常用功率連150mW都不到。

　　功放管的集-基之間接的電容器C510是可選的，用於衰減高音頻，實作中沒有使用。

　　作爲前級的高增益級在驅動電感負載時，比較適合驅動幾個mW以上的輸出功率負載，低於幾個mW比較容易產生低頻振蕩，需要將Vbb與TP501之間的壓降控制在3V左右或更低。R507是惟一的調整電阻，電路圖中的值對應BG501的Vp@{-(0.6~0.9)}V、Idss@(8~12)mA的參數。

（待續）

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longshort 发表于 2024-2-1 09:09
功放級設計

　　BG504的靜態電流設置為23mA，這將使功放有35mW的最大甲類功率輸出，而無需滑動整流 ...

放大器失真控制

　　R508-C507-R509-C508是大環路負反饋支路，實踐中C507未用，僅用了C508作爲補償，在標稱1800pF的CBB電容中挑選了兩個容量一致、且值在172xpF的電容器。整個負反饋支路的存在使整機增益控制在大約26dB，本底噪聲在輸出端測量的統計值小於0.5mV有效值。

　　C507是用於擡升低音頻段的，由於測試中的低音重放效果良好，因而沒有使用它。

　　大環路負反饋支路：
       

　　依參考資料[1]的方法估算，前置級的失真在輸入電壓有效值為77mV時，20KHz的失真<0.5%，閉環增益31dB。因爲放大器開環增益隨頻率的降低而升高，所以20KHz時的失真指標可以涵蓋音頻段的全部範圍。

　　功放級是大信號放大，對信號失真的影響尤其大。對於電流擺幅在10倍左右的乙類放大器，正負兩個半波的波形對稱性會有10:1的畸變，所以在推挽放大器中可以依靠另一個功放管將畸變的一半補足。而對於單端的甲類放大器，等於靜態電流一倍的電流擺幅，會產生2:1的幅度畸變，相當於100%的幅度失真。

　　用本例中的功放更説明問題。在靜態電流等於0.12A時，一個從基極輸入的峰值為18mV的正弦波信號正半周，產生+0.12A的正集電極峰值電流輸出；而這一信號的負半周峰值電壓為-18mV，產生的集電極負峰值輸出電流是-0.06A，電流波形正負之比是2:1。藉助半導體結的輸入電壓與輸出電流比公式，可以容易地得到這些結果。作爲參考，公式列出如下：

        DeltaUbe=26mV*ln(Ic1/Ic0);

        其中：DeltaUbe為pn結上的增量電壓，Ic1為變動後的集電極電流，Ic0為變動前的集電極電流。

　　上面公式可得到一個額外的結果：在輸入為正弦波的情況下，無論集電極電流的正向變動電流是多大，負向輸出的集電極電流絕對值永遠小於正向輸出的集電極電流絕對值，而且總是有電流存在而不會截止（這是個題外話了，不再贅述）。

　　那麽怎麽才能減小這種大信號下的幅度失真呢？答案仍然還是要采用大環路的負反饋才行。在這個放大器中，功放的最大輸入信號擺幅是0.2V，經4:1反射到初級的驅動電壓是0.8V，驅動電流是0.25mA，那麽驅動功率是0.2mW。相對功放的輸出功率1W，功率增益大約37dB。前級的增益為31dB，則縂增益為68dB。R508+R509與R505的比值將放大器的增益限制在26dB，於是42dB的剩餘增益便可用來進行失真的矯正。剩餘增益對應125.89倍，它的倒數為0.0079433，與100%的幅度失真相乘，等於0.79433%，即幅度對稱性失真被從100%壓縮到了0.8%以内。

　　由於滑動整流的起控功率設置在當前偏置下輸出功率的一半，除了0dB到+3dB的最大功率區間之外，理想情況下任一功率的晶體管輸出電流，都是當前直流偏置電流的1.7071倍，即幅度對稱性失真是70.71%。這個失真再去乘以0.0079433，得到0.5617%。這樣，我們就得到了一個在0dB功率輸出時失真不超過0.6%的功率放大器。將前置級的0.5%失真矢量相加，得到0.781%的縂幅度失真。這意味著小於0dB輸出功率的任一輸出，直到15.2mW的最小起控功率，都可以保持這個失真度的指標不變。

　　從上述分析中可以想到，傳統的甲類放大器，由於輸出偏置電流固定不變，所以失真度隨著輸出功率的增大而增加，但滑動甲類可以在大範圍内保持失真度指標相對不變。而且由於較小音量時輸出變壓器的磁通密度容限增加，能夠重放的低音頻成分可以最大限度表現出來，前述對於三種不同功率（+3dB、0dB、-3dB）下的最低重放頻響的計算已經説明了這個問題。考慮實際應用，在一個合適的音量下，滑動甲類放大器的失真可能會比非滑動的要略高一些，而滑動甲類的低頻表現力會比非滑動甲類的表現力要強一些，這當然還取決於具體的放大器設計和重放可以達到的功率。

（待續）

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longshort 发表于 2024-2-1 09:13
放大器失真控制

　　R508-C507-R509-C508是大環路負反饋支路，實踐中C507未用，僅用了C508作爲補償， ...

電源

　　因手頭材料限制，使用了10VA/24V的C型電源變壓器。為充分利用電壓資源，穩壓器采用LDO的形式。電路如圖：

       

　　除了R2之外，圖中電阻器、電容器數值中圓括號的數字僅用於18V輸出。

　　小功放每通道需要的峰值電流最大可達0.24A，對應有效值電流是0.19A，兩通道按0.4A有效值電流作爲穩壓器輸出的負載電流。變壓器交流輸出電壓為標稱24V，經全橋整流後電壓為32V，0.8倍的全負荷電壓為25.6V，減去24V輸出電壓和0.5V的限流起控電壓，調整管最小的壓降為1.1V。爲此選用IRF95x0系列P溝道場效應管作爲調整管，在-6V以内的柵源控制電壓下，可以達到最大電流下的輸出電壓要求。

　　反饋調節環節是傳統的直流負反饋結構，反饋放大器的電源取自輸出電壓，工頻交流紋波抑制到30uVp-p以内。上電時R3-R4分壓器給出大約-6.3V的柵偏壓到BG1的柵極使之快速導通，輸出端隨之建立工況並工作於正常調節範圍。

　　反饋放大器OA1可以使用任何標準DIP8引脚的單Yun放，最廉價的LM321都可以使輸出底噪控制在滿意的水平。由於OA1使用了高增益Yun放，與R6-R7的搭配已經有5倍的增益，因而BG3不可再有增益，使R3/R5=1，確保不產生穩定性問題；BG3的存在是爲了倒相和電平移位。

　　如果對溫度穩定性要求不高，任何與2DW232電壓相當的穩壓管都可以作爲基準管用在這裏。本例中使用了2DW232，能夠達到的溫度穩定性指標20ppm/°C以内，實作的水平是8ppm/°C。

　　VR1是輔助電源，用於有需求的附加應用，例如收音板、音調控制板等，沒有需求就可以省去。

　　機箱内部佈局，左邊是電源板：
       

（待續）

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longshort 发表于 2024-2-1 09:15
電源

　　因手頭材料限制，使用了10VA/24V的C型電源變壓器。為充分利用電壓資源，穩壓器采用LDO的形 ...

調試

　　電源板基本上無須調試，如果元件焊接和連接都正確的話。四個測量點是TP1~TP4分別對地（TP6, GND）的電壓，其中TP2是隨著輸出負載的變動而變化，輕載時約(3~4)V，滿載時約(5~6)V。

　　功放板有四個測量點，TP501對GND的電壓在(5~5.5)V內，TP502對GND的電壓無信號時為7.6mV上下，誤差不超過±0.3mV。

　　Vbb對GND的電壓在(8~9)V之間；Vcc對GND的電壓是電源電壓24V。

　　TP502對GND的電壓在0dB輸出時大約30mV，滿功率輸出時約40mV。

　　上電起始的TP502對GND的靜態電壓：
       

　　大信號結束後的TP502對GND的靜態電壓囘差：
       

　　-3dB~0dB區間的TP502對GND電壓：
       

（待續）

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longshort 发表于 2024-2-1 09:20
調試

　　電源板基本上無須調試，如果元件焊接和連接都正確的話。四個測量點是TP1~TP4分別對地（TP6,  ...

測量

　　先將信號發生器的輸出調到正弦波1KHz、輸出電壓有效值77mV
       

　　功放負載為兩個1W8.2Ω的金屬膜電阻并聯而成的4.1Ω純阻負載，調節音量旋鈕使負載上的電壓為1V有效值：
       

　　再將信號發生器的輸出調到方波、輸出電壓仍為有效值77mV
       
       

　　測量發生器輸出方波的前沿：
       

　　讀方波前沿10%幅度與90%幅度之間的時長為28.5nS。

　　測量功放輸出負載上的方波前沿：
       
       

　　讀方波前沿10%幅度與90%幅度之間的時長為1.65xuS，減去發生器前沿的矢量值，功放本身的延遲仍然達到了1.65uS。

　　若前後沿均爲這個水平並可代表正弦波的一個周長的話，那麽放大器可重放的最高頻率為1/(T*2*1.5406)=196.697KHz；其中1.5406為相位差補償常數。這個頻響的預估結果可用正弦波測試頻響來驗證。

　　發生器輸出調回正弦波1KHz和77mV有效值，給定1KHz時功放輸出為1V有效值；在電子表格軟件中記錄頻響數據並形成折綫圖。為測試放大器的真實頻響，補償用的三個電容器C507、C508、C510均先不加上。

　　數據記錄表截圖；左邊兩列是未補償的數據，右邊兩列是補償後的數據：
       

　　補償前的放大器頻響：
       
　　-3dB頻響分別為左通道42Hz~215KHz，右通道42Hz~160KHz，在30KHz以上部分隆起顯著，達到了+3dB。

　　補償後的放大器頻響；僅使用了C508作爲補償：
       
　　-3dB頻響分別為左通道42Hz~160KHz，右通道42Hz~220KHz，90KHz以上略有隆起，大約+1.2dB。這個結果有點奇怪，補償後左右通道的頻響高端互換了。

　　從兩個測試結果可以看到，方波測試得到的最高頻響預估頻率與實測得到的結果相近，所得結果都在預估頻率上下不遠。

（待續）

中山老曹

用铁氧体做音频输出牛，终于见到一个。长见识了。

火热的冰1

做工细致，成品漂亮，点赞

longshort

longshort 发表于 2024-2-1 09:40
測量

　　先將信號發生器的輸出調到正弦波1KHz、輸出電壓有效值77mV

主觀聽音感受

　　文首提供了兩種揚聲器箱的重放結果；重放空間為12m^2的書房。

　　馬克箱的頻響是高頻段明亮、低頻段略厚實，適於重放交響樂作品和古典音樂作品，對4KHz~8KHz的解析比較突出。

　　優雅箱的頻響比較平直，人聲表現良好，語言重放能比較完美地重現原始的音色。

　　小功放的頻響經簡單補償後極其平直，能夠比較客觀地表現這兩種音箱的聲學特性。大音量時（0dB以上）失真度增加明顯；中等音量時（-7dB~-3dB）人聲略有失真，但音域表現良好；小音量時（-20dB~-7dB）最適合案頭欣賞，高、低音俱佳。

　　比較起來，滑動甲類功放在中小音量時的低音頻段表現好於非滑動甲類功放，大音量時的表現還是要取決於設計。

小結
　　
　　１）作爲甲類放大器，失真度隨工作點的變化而保持不變，這個特點很有意思。
　　２）由於中低音量時的直流偏置較低，對飽和磁通密度的影響也降低，因而低音頻的表現比同等功率的純甲類更勝一籌。
　　３）如果放寬餘量，初始靜態工作點對應的輸出功率可以取得更大一些，使起控功率進一步小於靜態輸出功率，這樣可
　　　　望獲得更低的失真度。
　　４）輸出變壓器的中舌面積愈大，飽和磁通密度的容限空間越大，重放的頻率下限也越低。
　　５）輸出變壓器繞組的多股并聯繞製，是提升頻響的不二法門。不過這僅適用於晶體管設備。
　　６）供電電壓可以再高些，可以充分改善大音量時的幅度失真。1W機使用28V是一個比較理想的值。
　　７）對功放的方波測量僅需1KHz信號，利用前後沿的測量數據來預估放大器的頻響／帶寬。
　　８）無論如何，滑動甲類功放最適合的用途，就是作爲一種技術性玩具來看待它。

參考資料

        [1]低失真放大器
        [2]【去库存】一组OTL小功放
        [3]功放PCB： 59_2023042-AmpAclass-01m.rar (13.03 KB, 下载次数: 36)

2024-2-1 09:51 上传

点击文件名下载附件

        [4]電源PCB： 60_2023042-PS-01m.rar (8.21 KB, 下载次数: 33)

2024-2-1 09:52 上传

点击文件名下载附件

        [5]在綫計算器：磁通密度計算器

（結束）

sunjp1963

收藏，慢慢学习，谢谢分享

koei

小的时候装收音机，集体管很贵，所以一直对滑动甲类功放感兴趣，可惜一直没有做过。现在终于看到了，还附有这么详细的测试，得好好学习一下。

另外，那个白色的，固定元器件的胶，一直想买一管，不知道叫什么

longshort

koei 发表于 2024-2-1 10:54
小的时候装收音机，集体管很贵，所以一直对滑动甲类功放感兴趣，可惜一直没有做过。现在终于看到了，还附有 ...

那個白的不是膠，是導熱硅脂，外面再用705透明膠封上。以前用的是專用於導熱的708膠，現在買不到了。