LM324电子负载易自激问题的研究与仿真分析

小鬼头

LM324电子负载易自激问题的研究与仿真分析

小鬼头  2022年1月


一、前言


    1、LM324电子负载的相关帖子

发这个帖，缘起于半年多以前本仪表工具区有网友发帖求助，他的LM324电子负载遇到问题。虽然我没玩过电子负载DIY，但“没吃过猪肉，也看过猪跑”，成熟电子负载的电路图之前我已看过，留意到他们的高频补偿设计相当复杂，因此，在看了这个LM324电子负载的电路图后，我当时就断言此电子负载容易出现高频稳定性不足的问题。

《发帖询问一下关于LM324电子负载的问题》
http://www.crystalradio.cn/forum.php?mod=viewthread&tid=1933133

《LM324电子负载的电路图》



前些天，又遇到另一位网友救助此电子负载，他出现了因自激而烧MOS大管的问题，验证了我当初的判断。

《电子负载，不能调了，怎么检修？》
http://www.crystalradio.cn/forum.php?mod=viewthread&tid=1989713



    2、高频稳定性问题在国内论坛研究讨论太少

加之这段时间，我在多个帖子的交流当中，发现在坛子里，谈及与自激、高频稳定性相关的负反馈理论应用技术知识时，能真正搭上话的，实在是太少。最新的一个帖子是这个（关于运放电路带电容负载容易自激的问题）：

《4580不能代替NE5532 ？？》
http://www.crystalradio.cn/forum.php?mod=viewthread&tid=1987577

而我在国外eevblog论坛，不时可看到讨论有关电路高频稳定性技术的帖子。而且在新手区还看到，有新人一上来，就发帖求测试开关电源高频稳定性的仪器和手段方法。可见，这个“新手”至少已具备了基本的负反馈理论应用技术方面的知识。

与M8电子负载设计者的感觉相近，我也深感我们国内的业余电子爱好者在这方面的缺课太多，很多连基本的专用名词（如环路增益、相位裕量）都不懂，更遑论懂得用负反馈理论知识去思考和解决实际问题。


     3、高频稳定性问题通常可借助负反馈理论的知识和技术来处理解决

我以前喜欢DIY音频电路，在业余DIY的过程中，发现自激问题常常难以捉摸，因此，从一开始我就比较留意这方面的技术知识。通过多年来的学习了解和积累，逐渐形成了这样一个概念：我们日常遇到的线性电路自激问题/高频稳定性问题，其实大部分都是可以借助负反馈理论来予以解释和处理解决的。

对这方面的技术应用，我进一步的观感（我在另一个帖子谈到，现转过来）是：


（1）在实际电路中，是测不到零点、极点的，只能测到幅频曲线和相频曲线。而要控制好闭环系统不自激、有足够的相位裕量，主要是通过控制零点、极点的位置。bode图是连接这两者的最好工具。零点、极点的位置，在很多简单电路中是不难算的，算不出来的是那些无法控制的东西（比如分布电容、寄生电感等等）。

（2）也因为算不出来/算不准确（仿真模型也不可能准确反映实际），所以，pease等大咖说，仿真软件不能告诉你电路会不会自激。

（3）算得出来的，就可以用来控制好系统闭环后的高频稳定性。那个《4580不能代替NE5532 ？？》帖子里，楼主给出了一本《开关电源环路控制设计》英文版的下载地址。我下载后粗看了一轮，整本书的核心，其实就是围绕怎么计算和控制零点、极点来写。也就是，零点、极点的计算，竟能成为一本书。翻一翻开关电源的设计书，会看到，需要控制相移多的，要用哪一种补偿网络，需要控制相移少的，又用哪一种，几乎成了套路。

我谈到总体观感的帖子是《求助LCR表测量电压选多少好》
http://www.crystalradio.cn/forum ... 0&fromuid=22789


    4、发帖初衷


虽然我对涉及高频稳定性的负反馈理论知识和技术，也不是很懂，但鉴于坛子里的业余电子爱好者普遍缺乏这方面的知识，所以，想借LM324电子负载的实例，发一个专门有关运用负反馈理论技术知识的帖子，以期能抛砖引玉，起到良好的启发作用。


（未完待续）

jimtien

看起来楼主已经放弃或搁置了。分析是没错，但从MOS/运放模型开始计算零极点把事情搞复杂了，人力解决难

职尚

但愿看到既有理论研究又有应用研究的成果。

小鬼头

baihy19901105 发表于 2022-2-7 16:23
坐等小鬼头师傅下文！

你们的回帖是我继续下去的动力。

这段时间一直都在想办法，对自激原因方面的规律、以及治愈措施方面进行定量分析。但定量分析难度甚大，加上很多相关的基础知识都已遗忘，因此，还得花时间进行补习。

目前已基本推导出，运放+mos管的恒流源电路易自激的主要原因是，d极的电感性负载在miller效应的作用下，反射到g极处时，形成了2个共轭极点。也就是，同一频率位置有2个极点，相移速度急剧增加，而这个频率点落在相对较低的频段（100khz附近），因而造成不稳定。

虽然已通过仿真知道，给电感性负载接上合适的snubber网络，可以实现稳定。但定量分析时遇到困难，因为用snubber补偿后的电感性负载，其阻抗已是2阶函数，再做下一步计算，即使是使用mos管频响的简单公式，出来的传递函数也将会是高次方程，很难分析出里面的零极点位置。

我手算的snubber补偿后的电感性负载的阻抗函数见附图。可看到，其中已有2个极点、2个零点。

现在我刚构思出能大幅简化这里零极点位置计算的方案，是否可行，还是未知数，但已看到了希望。后面还得要继续研究。

我下一个续帖，介绍的是需用到的负反馈理论相关基础知识。本来不难写，但毕竟需要花时间和精力，因受上面的影响，只好往后推迟一些。

小鬼头

chhds 发表于 2022-1-21 21:01
很好的技术帖，以前用高速运放做线性电源时出现自激也曾经到处查资料，中文的很少，外文又看不懂，只是知道 ...

我掌握到的这方面技术，是多年来积累和感悟到的。我在另一个帖子说过，这个过程少说也有10年。

我发这个帖，还有一个目的，就是梳理一下我学到的东西。因为我只是一名业余电子爱好者，不会有利益上的冲突，所以打算把我懂得的这方面知识，都尽量分享给大家，就像我当年公开了我的指针式esr表设计一样。毕竟当年我大学读的是电子专业，学到的那些东西没真正派上用场，现在算是一种回报。

预计这个帖子会比较长，可能要拖到二三月份才能写完。目前贴出来的只是约1/4。

st.you

楼主有心了，只是什么零点极点相位裕量，这些太过理论的东西，难懂啊。
这类应用，我一般在MOS的漏极对地，并一个几百微法电容，提供高频电流通路，降低整个功率回路的频率响应，电路还是比较容易稳定工作的。

jkyds2011

搬好板凳 坐等老师开课！！

nxgylibin

学习了               

bobjams

这个负载我前几年也做过，就是自激严重，电流调不上去，很容易烧mos管，每次烧的都是同一个位置的管子。
反馈环路的分析，零点极点，伯德图、奈奎斯特稳定性分析是基本功。没有这些，不该震荡的就很容易震荡，该震荡的倒不震荡了，你还一点方向都没有。
学过这个，但是忘了，主要是懒得再去学。当时发帖想找人讨论，但无人响应，就作罢了。
期待楼主的分析，我要跟着学习了。

tiya

此电路有两路负反馈。这是设计的败笔!也是容易自激的根源

小鬼头

(续1）



二、LM324电子负载易自激的表面证据


    为方便看帖，将LM324电子负载的整机电路图进行重画，如下图。

<LM324电子负载的整机电路图重画>



    可看到，这个电子负载利用LM324内部的4个运放，与外面的4只MOS大管，分别构成了4个单元的压控恒流源电路。这4个单元电路完全相同，并联在一起共同工作，这样，依靠4个单元来分摊电流和功率消耗，可以获得电流和功率更大的带负载能力（见注1）。

（注1：将这个电子负载视为被测电源的负载，更符合语言习惯。但为了叙述方便，本帖统一将外接的被测电源称为这个LM324电子负载的负载。）


   单个压控恒流源即单元电路经重画后，如下图所示

<LM324电子负载的单元电路图>



   其中，R11是恒流控制用的检流电阻；Vref由用户控制的4.7k电位器得到，其电压值的大小，决定了单元电路的恒流电流大小和功率消耗。

   单元电路的恒流电流为Icon＝Vref/R11。其中R11＝0.22欧姆，Vref的变化范围最低是0V，最高约为2.5V*4.7k/(22k+4.7k)=0.44V。因此，单元电路的恒流电流为0A至2A可调，整机则是0A至8A可调。   

   单只MOS管上的功率消耗近似为Pc＝V*Icon。其中,V为被测电源的输出电压。以被测电源输出12V为例，若本电子负载整机调至最大的8A（单元电路调至2A）时，那么，整机4只MOS管的总功耗将为96W（单只MOS管为24W）。这样的功耗可不低，需要较强大的散热能力才能保证MOS管的安全。





-----------------------------------------------

   下面，正式进入我这个“续1”帖的正题，即是我当初判断这个LM324电子负载容易自激的理由。


1、成熟的电子负载电路，普遍都设有比较复杂的补偿网络，用于确保高频稳定性。


这是最表面的理由。其实，更有实质性的是后面第2、第3个理由，但要理解这2个理由，需要具备一定的负反馈理论知识。我先拿这个表面理由出来说事，是因为最容易引起大家的重视，也容易被理解到。


先看前面本电子负载的单元电路，电路中仅有一只容量为1n(即1000pF）的小电容C5，可以起到高频方面的补偿作用（通过我后面的仿真分析将会看到，这个电容的补偿实际上不仅没有起到正面的作用，有些情况下还起了反作用）。


我看过的成熟电子负载电路，最有权威性的是仪器大厂安捷伦的电子负载。该电子负载的单元电路（输出级），用于高频补偿的小电容，有3只之多，这还不包括多个单元电路共有的Snubber网络。如果看前端用于CR（恒阻）控制的电路、以及用于CV（恒压）控制的电路，补偿电容就更多（下面我给出的Lymex帖子链接里，有安捷伦电子负载高频补偿技术的相关分析和仿真）。


Lymex的强帖链接

《伯德图（Bode Plot）及其在运放稳定分析中的应用》
http://bbs.38hot.net/thread-78754-1-1.html



下面是安捷伦的电子负载（输出级）电路图。

〈Angilent N3304电子负载的输出级电路〉




另一个我看过的论证比较严谨的电子负载电路，是M8电子负载。原作者曾发帖介绍了他设计的整个过程。同样地，包括Snubber网络在内的高频补偿用电容，也是比较多，一共4只。


M8电子负载设计论证帖子

《一步一步做个电流源》
https://www.amobbs.com/thread-3656814-1-1.html

〈M8电子负载原理图〉



2、运放在这里的应用，已超出了厂家有关高频稳定性的保证范围。

LM324是单位增益稳定的运放，厂家可以保证在100%负反馈（放大倍数为1倍，比如接成缓冲器；所有的开环增益都用于负反馈，此为运放应用中最容易自激的情形）的情况下稳定工作。但厂家的这个“保证稳定”，是有条件限制的，使用上必须要注意不能超出应用范围。如果要让运放能稳定地工作于最易出现自激问题的状态下，你就不能在负反馈信号传送的途中，增加新的有实质性影响的极点（通常意味着需要使用纯阻性的负反馈网络、以及不能带过大的电容负载），也就是，不能有额外的比较多的相移。

现在这个电子负载，是在LM324的基础上，再增加一级MOS管有源电路，然后再施加负反馈。假如增加的一级是理想运放，当然问题不大，因为没有增加任何相移，所以还没超出厂家保证范围。但问题是，现在增加的是一级有源电路（即使放大倍数小于1），意味着至少要增加1个极点（其实是至少增加2个极点，输入处和输出处各1个，但实际应用中只考虑起主要影响作用的那1个，通常是极点频率最低的那个），会起到加快相移速度的作用。

这个极点是可以粗算出来的（下一个帖子我推荐的《模拟集成电路的分析与设计》一书就有这方面内容，如果你对晶体管分立件电路感兴趣，该书是最佳教材之一）。我记得大致是，这里MOS管G极输入处形成的极点频率最低，大小由等效输入电容Cp和R7（1K）、R9（4.7k）分压器的等效串联电阻Rp决定。

其中，等效串联电阻Rp可由戴维南定理计得，为R7与R9并联后得到的值，即Rp＝（R7*R9）/（R7+R9）。

而等效输入电容Cp分为两部分，即Cp=C1+C2。第一部分C1等于Ciss除以（1+gm*R11）,即C1＝Ciss/（1+gm*R11）,其中gm是MOS管的跨导（相当于三极管的beta）。第二部分C2,是G极与D极之间的极间电容Crss反射到G极处的等效电容，在负载为理想电源的情况下（也就是此时MOS管工作于源极跟随器方式），此部分电容等于Crss，即C2＝Crss。

在这里我就不具体算了，因为仿真软件自己会帮忙算。但懂得计算方法，将有助于了解电路运作规律和判断其发展变化的趋势。


这个电子负载使用的是大电流的MOS管，所以，Ciss和Crss会比较大（gm值也比较大，下一节理由里将发挥作用），这样，极点频率就比较低，这是不利的一面。当极点频率开始接近环路增益0dB频点时，就会带来额外的相移，令系统的高频稳定性变差。如果低于这个0dB频点，往往就直接自激。



3、此机子的负载接口是一个开放性接口，在没有足够的高频补偿措施的支撑下，必定会容易出现自激问题。

电子负载使用时，他的负载是用户的被测电源。而这个负载，是设计者不能控制的。换言之，这个电子负载不能做温室里的花朵，像那些封闭在机子内部与外界隔离的电路那样，仅做简单的试验即可而不需提供额外的裕量，必须要让他在运行时，能经得起各种苛刻情况的考验。高频稳定性方面，也因此需做足预防准备措施，留有足够的裕量。成熟的电子负载电路之所以采用多个高频补偿措施，原因也在于此。

现在再按上一节的方法，看一看接上被测电源时新增极点的情况。先假定接上被测电源后，负载是RL（含被测电源的内阻和接线内阻）。

此时，MOS管不再是工作于源极跟随器方式，而是工作于共源极放大方式。而共源极放大方式，是MOS管各种工作方式中极点频率最低的（其放大倍数越大，极点频率就越低）。类似上一节，这里的极点频率大小，也是由等效输入电容Cp和R7（1K）、R9（4.7k）分压器的等效串联电阻Rp决定。

Rp、C1的计算与上一节相同。但C2这一部分，增为上一种方式的1+gm*RL/（1+gm*R11）倍，即变为C2＝Crss*[1+gm*RL/（1+gm*R11)]。可见，C2比上一节增多了gm*RL/（1+gm*R11)倍的Crss，极点频率因而会比上一节的低。

更糟糕的是，RL是含有电感性成分的，在感兴趣的频率点（数十KHZ至数百kHZ），不再是mR（毫欧）级别，而是数欧姆、甚至数十欧姆级别，远比电阻成分的作用大，因此，极点频率会比上一节的低一个量级。

这个电感成分，不仅来自于导线（网上有导线电感计算公式，直径为0.4mm、线长2米的导线，可计得其寄生电感为3.66uH），而且还来自于被测电源本身。这是因为，被测电源（线性稳压电源、开关式稳压电源）是一个闭环负反馈系统，内部误差放大器的开环频响曲线是随着频率升高而降低的，其提供给降低输出内阻的负反馈量（即环路增益）相应地高频时少、低频时多，令输出阻抗随着频率的升高而升高。阻抗随着频率的升高而升高，这就是电感的特性，所以，被测电源往往天生就带有电感性成份。我这里没有成品电源的此项数据，但IC厂家给出LM317稳压电路的输出阻抗有关数据可供参考，其电感成份约为2.2uH。



可见，这个LM324电子负载面对的情况比上一节所述的还要严峻。新增的极点明显要受外界因素影响，而且工作电流越大，极点频率就越低（因为MOS管的特性是gm值随着工作电流的增大而增大），也就越容易自激。（后面我的仿真显示，这个LM324电子负载在带4.7uH+100mR的负载时，将会出现振荡）。



下图是IRF640的传输特性曲线，通过该图可计得各种工作电流下的gm值（跨导值）。计算式为，gm=Id的变化量/Vgs的变化量。须注意的是，此曲线图的纵坐标是对数刻度。

〈IRF640的传输特性曲线〉





4、按照我的直觉，此机子在推出之前，没有作过比较充分的高频稳定性测试，甚至根本就没有做过任何这方面的测试。


这是我当初隐隐直觉的理由，直到近日这个理由才清晰起来，故一并把他写出来。

我上面说过了，eevblog论坛不时有闭环系统（包括运放应用电路、包括电源、还包括开关电源）高频稳定性测试技术帖子出现。电子负载的其中一个最主要用途，是用来测电源的，我在eevblog论坛见过老外DIY的电子负载，有的还专门增加了方便用于测试电源高频稳定性的附加电路。


反观国内的电子论坛（国内专业电源论坛我极少逛），我就没见过交流这种测试技术的帖子（包括回帖）出现。看我们论坛的电源区就知道，DIY电源包括DIY开关电源的人不在少数，可进行过高频稳定性测试的，是0个帖子（至少我没见到过）；我在该区回帖谈及高频稳定性问题时，同样是没人能实质性搭上话。在电源区的帖子里，只是可以看到，有人赞叹专业厂家的成品电源是如何的稳定和可靠。但懂行的人都知道，没有经过高频稳定性测试的电源，稳定性、可靠性是得不到任何保证的；自己DIY电源/开关电源之所以不够稳定、可靠，其中一个很重要的原因，是没有进行高频稳定性测试。其实就DIY来说，与玩功放（音响）电路相比，玩电源更需要负反馈理论方面技术知识的支持，也更需要进行高频稳定性的实际测试。

关于如何用仪器去实际测试电源系统的高频稳定性，不是本帖的主旨，加上我不玩电源DIY，没有亲身实践过，仅知道方法而已（其实也不复杂，有示波器的话，用笨拙的手段也可以搞定，不一定要用昂贵的网络分析仪/动态信号分析仪），所以我不多介绍。


（未完待续）

IRF540

以前试图做过瞬态负载仪。

驱动场管最大问题就是场管结电容太大了，相当于容性负载，太容易自激

后来大概是做了补偿，从栅极 用一个小电容反馈到运放 也不容易处置。后来用的是三极管才解决了自激问题。我记得用的是ＴＩＰ３５Ｃ，两只并联

效果大概是这样的：



但有奇怪的干扰去不掉。所以当时没有继续做。

小鬼头

IRF540 发表于 2022-1-20 11:32
以前试图做过瞬态负载仪。

驱动场管最大问题就是场管结电容太大了，相当于容性负载，太容易自激

运放驱动电容易自激，跟恒流源带电感性负载易自激，是对应关系、一个硬币的两面。

我看过的资料里，有运放带电容负载易自激问题的分析，但恒流源带电感负载这块，我没见过。上面的分析是我原创的，如果不是因为发帖，我是没有动力做这样的研究。不过，现在也好，至少知道电感性负载是通过哪个途径影响极点、影响恒流源工作时的高频稳定性的。

mos管的输入电容比bjt大一个数量级。用bjt隔离，是一种不错的办法。

你这里下降沿的变形，可能跟Ciss没能及时放电有关。可试试将bjt改成有上下推挽能力的接法。

IRF540

小鬼头 发表于 2022-1-20 12:17
运放驱动电容易自激，跟恒流源带电感性负载易自激，是对应关系、一个硬币的两面。

我看过的资料里，有 ...

图上的这个凹陷，如果在示波器上看，是个动态的，就像有人用手去压它，从右侧下降沿一路捋到上升沿，循环往复，中间也会出现多次没有这个凹陷的理想波形。 也就是这个凹陷可能出现在任何位置、也可能不出现。 所以怀疑是干扰。

用的12V的电脑电源，所以不能确定是负载的问题还是电源的问题。 所以最后懒得深究。

小鬼头

wangarm 发表于 2022-1-20 10:52
帖子非常棒。

我以前做过一个arduino的数控电源，模拟部分用了运放+NMOS，调试时，真的很爽，设置输出 ...

你这里的应用，属于我说的第2个理由的情况，即超出厂家保证范围。

如果想消除自激，优雅的方法是我下一续帖推荐的ti公司工程师所著运放稳定性分析合集所采用的，即通过操控1/beta曲线来获得稳定，性能参数会保持高水准。

想快速解决问题的，可采用简单粗暴的方法，即采用增大噪声增益法。这个连计算都可以省去。但有关性能参数会受损。

美人鱼999

认真来听课。。。。。。。。

JuncoJet

电子元件的工作原理主要靠里面的魔法烟雾，一旦他跑出来，就不会工作了。

人生涅槃

收藏学习了