ZVS电路实验

MF35_

本来我对ZVS和振荡升压电路不感兴趣，但前阵子做一个数据采集系统，电源用的是DCDC加LDO，但FFT结果显示有一个不应该出现的频率尖峰，最初怀疑是信号通路引入的干扰，但用各种方法测试后发现和信号通路无关，最后外接纯线性电源后尖峰神奇的消失了。

这使我对于在精密系统中使用DCDC电源产生了焦虑（实际上是可以用的，只是限于成本和技术，我无法有效解决这个问题），开始研究正弦波升压电路，因为不需要自稳压，所以自激振荡方式就很好，为了效率不能采用单端电路，必须是推挽。

参考过几种方案：
1.由振荡器驱动推挽功率放大来输出，缺点是电路比较复杂，效率也不高
2.丙类功放输出，缺点是电路调试比较麻烦，而且输出稳定性根本没谱儿
3.罗耶电路，缺点是需要额外绕组来驱动晶体管，变压器比较复杂，懒不想搞

最后决定采用以前了解过但没有怎么研究过的ZVS电路，相比很多人对这个图不陌生，经典的ZVS




电路看似简单，其实名堂很多，按图索骥大概率能工作，但可能不如人意，网上对ZVS电路的具体实施也很少有说的比较细的。上面的图设计用在大功率场合，这个电路网上玩的人很多，大多都是用来做感应加热、特斯拉线圈拉弧等。

但我需要的是一个小功率升压电源，旨在用3.7V锂电池升压到±15V，次级输出电流不超过20mA，如果按上图做显然不现实，静态电流至少几百mA，所以必然要修改。首先是MOS管，为了适应单节锂电池驱动，Vgs应该小于2V，否则不能很好的开启MOS管。ZVS电路漏极峰值电压是电源电压的3.14倍，一般取MOS管耐压为电源电压的4倍，这里我用的是Vgs为1V的NX3008NBK，耐压30V，电流400mA，够用了。谐振电感用的是开关电源上拆的铁粉芯磁环，绕满后两端电感大概250uH，配用10nF谐振电容。因为NX3008NBK的栅极耐压是8V，远大于电源电压，所以栅极稳压管去掉了。

先上实机测试图


电源电压4V，空载电流30mA，因为栅极串联电阻是470，所以栅极关断时电源会在这个电阻上产生大概9mA电流，算下来振荡器空载电流大约20mA

波形完美，峰值电压4*3.14=12.56V，完全符合理论值


空载电流20mA略高，没有达到预期值（10mA以下），原因在于电感ESR比较大，我们知道EPR=ESR*Q^2，而Q=Z/ESR，因此EPR=Z^2/ESR，而EPR是并联在电感两端的，相当于LC回路的负载，EPR小负载较重会损耗很多振荡能量，这些能量需要电源来补充，我们用Spice仿真验证一下。
当ESR=1m欧时，可以看到流过L3的静态电流几乎为0

把ESR设置为2欧，L3上的电流明显增大


在电感固定的前提下，难以降低其ESR，但可以减小电容（电容的ESR很低，在这里可以忽略），这样频率就升高了，电感的Z就变大，EPR增加
把电容从22nF变为5.1nF，频率大概变成原来的2倍，可以看到L3上的电流明显降低，但频率也不能无限升高，高到一定程度ESR会显著增加，电感Q值反而会下降，所以不能高过电感Q值的拐点


后面就是寻找一个合适的低损耗电感，把静态电流降低到10mA（不包含栅极驱动电流）以下


说了这么多，总结下ZVS电路的实施要点，这些都是研究过程走弯路得出来的
1.振荡电压峰值等于电源电压的3.14倍，以此来决定器件参数
2.R3和R4决定MOS管导通速度，值越小导通越快，但耗电越大，但太大的话MOS管导通过慢会导致起振困难
3.D1和D2决定MOS管的关断速度，其压降越低，MOS管关断越早，这样MOS管共同导通时间就短，静态功耗低，它的反向耐压需求和MOS管一致，这里我用的是1N5819
4.电感L3的大小，应保证在谐振电感（指漏极到漏极）的4倍以上，否则振荡会产生调幅，甚至不稳定
5.谐振电容一定要用低ESR的，越低越好
6.谐振电感的磁芯抗饱和能力要强，如果磁芯饱和了，MOS导通电流上升时电感会失效，此时能量会被MOS管吃掉而不是用来产生磁通量，静态功耗会非常高，所以大功率一定要用铁粉芯而不是铁氧体
7.谐振阻抗决定谐振电流（即流过谐振电容的交流电流），谐振电流决定带负载的能力，因此大功率场合要用小电感大电容，小功率场合反过来（因为小电感Q值很低）
8.根据要带的负载功率选择谐振电流，再根据谐振电流和电感量选择磁芯材料（防止饱和）以及电容，电容的电流通过能力需要能够承受谐振电流的峰值，这个参数很多电容都不给出，小功率问题不大，大功率的话最好用电磁炉用的那种电容，或者安规电容，这两种电容都能够承受大电流
9.D1和D2一定要用快恢复管，普通的1N4007在几十kHz就跟个电容差不多，根本不行

最后祝大家玩的愉快

MF35_

负载实验来了，之前静态电流30mA，仔细一看电源设置的4.5V，把电源电压降低到3.6V，一个标准锂电池的电压，静态电流变成了25mA（包含栅极驱动电流），然后在这个条件下进行负载测试

我很懒，所以随便饶了几圈当次级，空载输出电压大概1Vrms，做测试足够了，反正测负载多几圈儿少几圈儿无所谓
负载使用10个10欧电阻并联，这样方便切换不同的负载值，只需要剪掉几个电阻就行，反正一次性的，我只测一遍，懒


倒着来吧，我先试了10个电阻并联，也就是1欧姆负载，输出波形完全没法看，这个负载功率应该已经超过振荡回路的振荡功率了（根据L/C的比值和振荡频率，可以算出回路中的峰值电流，它决定最大输出功率），完全没意义了，所以就不上图了。

我们从8个电阻并联测，也就是1.25欧姆负载测起，可以看到波形依然很烂，依然超出最大功率，换换换


接下来是7个电阻并联（还没测呢就牺牲3个电阻了），可以看到幅度比8个电阻并联时要大一点点，但依然超功率，输出854mVrms，负载是10/7欧，负载功率510mW，3.6V电源输出247mA，功率890mW，效率57.3%，可见负载超出最大谐振功率的时候效率低的令人发指



然后再献祭一个电阻，这下波形好多了，好歹还算个正经波，输出836mVrms，负载10/6欧姆，负载功率420mW，电源输出156mA，功率561mW，效率74.8%，这下终于正常了



继续献祭电阻，这次是5个，波形没有变得更好，说明这是两臂不平衡导致的奇次谐波，不是负载问题，输出848mVrms，负载2欧姆，负载功率360mW，电源输出135mA，功率486mW，效率74%，下降了，这很正常，因为在允许功率内，负载功率越小，效率越低



继续搞，可怜的电阻就剩4个了，波形略微改善，这是负载对初级回路Q值的影响降低了，选频能力提高，输出865mVrms，负载2.5欧姆，负载功率300mW，电源输出115mA，功率414mW，效率72.5%，继续降低，符合理论



静态电流是25mA，包含栅极驱动电流，当栅极关断时，栅极相当于对地通过1N5819接地，压降0.25V，栅极驱动电阻470欧，因此栅极驱动电流为3.35V/470欧=7.13mA，当栅极开通时，3.6V电源通过470欧+4.7k电阻接地，电流3.6V/5.17k=0.7mA，所以栅极驱动需要大概8mA电流，这个可以通过优化改善到5mA以内，这样静态电流就是20mA左右，再对电感质量进行一下优化（我现在用的是铁粉芯，不容易饱和，但是损耗大），总静态电流有望优化到15mA以下，这样效率还可以继续提高，在接近满功率时应该能够达到80%（毕竟现在就74.8%），如果能达到80%的效率我觉得已经很不错了，毕竟硬开关的DCDC在小功率下也就80%出头的效率，而且还有难以解决的高频毛刺。

以上，给各位参考

heliu

谢谢分享
有示波器完全可以看着满载的栅极波形，在开启速度不明显变慢的情况下调大R3R4，降低静态电流。
另外，主板或者显卡上拆的电感很好用。

JuncoJet

虽然叫做ZVS但不一定工作在ZVS的状态
这个得需要通过电感来精调

MF35_

JuncoJet 发表于 2024-2-1 14:11
虽然叫做ZVS但不一定工作在ZVS的状态
这个得需要通过电感来精调

当然不可能百分百工作在ZVS，因为它的ZVS是靠LC谐振来实现的，但因为电感和电容都是非理想的，存在ESR，因此其矢量相位并不是在正负90度，而是有一个相位偏差，从而导致两管的导通角不是准确的180度，而是略大，这个相位偏差使两管存在一个同时导通的时间。从能量的角度讲，这个相位偏差导致LC回路的电流和电压不是正交关系，因此消耗能量，这个消耗的能量要靠两管同时导通来弥补。

但是，它的思想确实是ZVS的思想，严格的ZVS需要检测过零电压来实现，电路就复杂了，简单应用这个电路是足够的，想降低静态功耗的办法我上面也都说明了，无非是尽量降低LC回路的损耗，即提高Q值，但LC回路Q值太高又有其他问题，比如阻尼大导致起振困难以及冲击电压电流较高，比如功率上不去等等。

guodegang

这电路早年推高压包经常用，从几瓦到上千瓦都能用，很神奇，且元器件要求不甚严格，

岳耳

楼主测过没，小功率输出的时候，效率大概多高？

mowin

满载的时候，正弦波会变形吗？

locky_z

如果不要求效率，目的低EMI、小功率，可以试一下次级LLC，
元件及变压器均容易找，因为是OTL输出，有隔直流电容，不用顾虑磁芯饱和，直接用共模变压器或者共模电感（例如我用的是U9，20mH的共模电感），振荡频率低于或接近LLC谐振频率时，次级的电流波形就接近正弦波。
http://www.crystalradio.cn/forum ... =2094953&extra=

MF35_

岳耳 发表于 2024-2-1 15:58
楼主测过没，小功率输出的时候，效率大概多高？

还没有试过，每天没什么时间搞，过量天再试吧。

不过我用Spice仿真了一下，在不考虑LC回路损耗的情况下（为了加速仿真电感一律10m欧ESR)，以谐振回路两端电压（即电源电压的3.14被）以及谐振回路电流的乘积作为谐振功率，当负载功率是谐振功率的一半时，效率约为95%，当负载功率为谐振功率的100%时，效率约为90%，这是仿真得到的理论效率。

然后考虑LC回路损耗，把静态电流加上去计算就可以了，我在仿真的时候通过增加电感ESR（实际电路中损耗主要是由电感引入的，电容因为Q值很高，可以忽略）使静态损耗为20mA（模拟实际电路），通过改变负载分别使负载功率为谐振功率的一半以及100%时，得到的工作电流减去20mA再计算效率，和理论效率基本一致，可见效率主要取决于空载时的静态电流，即LC回路的损耗，只要把这个损耗降下去，在半负载功率时得到80%以上的效率不成问题（前提是负载电流要足够大，负载太轻时效率没有意义）

MF35_

mowin 发表于 2024-2-1 16:21
满载的时候，正弦波会变形吗？

如果负载是纯电阻，波形会有失真，但比较轻，如果是整流＋电容这种功能负载，波形会变得非常奇怪，谐波增加，但不会有高频尖峰，所以很容易用LDO去掉，这是硬开关电源不能比的，硬开关电源的问题高频尖峰几乎无解。

MF35_

locky_z 发表于 2024-2-1 17:00
如果不要求效率，目的低EMI、小功率，可以试一下次级LLC，
元件及变压器均容易找，因为是OTL输出，有隔直 ...

主要是我懒，LLC太麻烦了

mowin

MF35_ 发表于 2024-2-1 17:18
如果负载是纯电阻，波形会有失真，但比较轻，如果是整流＋电容这种功能负载，波形会变得非常奇怪，谐波 ...

我试验royer电路的时候也会这样。整流滤波的时候，波形右斜边凹陷下去，不好看。

MF35_

mowin 发表于 2024-2-1 17:55
我试验royer电路的时候也会这样。整流滤波的时候，波形右斜边凹陷下去，不好看。

谐振电路是这样的，次级的负载特性会反射到初级，因为初级的LC谐振回路属于高阻抗，所以很容易受影响而导致非线性，然后非线性就会有大量谐波。如果初级是低阻抗源推动的，影响就会小很多，比如市电变压器次级整流，对初级波形有影响，但非常小，因为市电是低阻抗源，或者初级用OTL电路推动也不会有这个问题。

但实际上并没有什么关系，这种电路的频率一般在几十kHz，哪怕有大量谐波，很高次也就几百kHz，很容易被LDO过滤掉，硬开关电源的高频开关干扰频谱往往在几MHz，而且很宽，LDO基本无能为力。

崂山清茶

请楼主和坛友们来评价一下下面的这个电路，他似乎有错误    中间打点还是不打点  ？     
他的推挽也不对称，线圈同名端把我整晕了。

还有这个图在实用时没有在线圈上并联谐振电容，行不行

谁能给出一个这个原理的    实用的硅管图纸       我想自己制作这个电路
若有人知道我，成功后我会发帖子出来回报指导者。




非常需要您的指导。

参考资料来源：http://www.360doc.com/content/20/0815/04/12109864_930397560.shtml
自激推挽式双变压器开关电源电路
用一个体积较小的工作在饱和状态的驱动变压器 T1 来控制功率开关管工作状态的转换，而使用一个体积较大的工作在线性状态的开关变压器 TZ 来进行电压的变换和功率的传输。由于采用了独立的饱和驱动变压器，因此开关电源电路的工作特性就有了很大的改善。电路的工作过程是，在接通电源后，由于电路总是存在着不平衡，假定功率开关管 VTI 首先导通，它的集电极电压就会降低，在输出开关变压器丁 2 的一次绕组 NPI 两端就会产生电压，一次绕组 NpZ 的两端也会相应地产生感应电压。绕组 NPI 、 NpZ 上所产生的电压值之和全部加到由驱动变压器 T1 的一次绕组与反馈电阻 Rf 组成的串联电路两端。驱动变压器 T1 的二次绕组 N bZ 上所产生的电压把功率开关管 V 丁 2 的基极置成反向偏置，使其保持截止状态；驱动变压器 T1 的二次绕组 Nbl 上所产生的电压把功率开关管 VTI 的基极置成正向偏置，使其很快达到饱和导通状态。驱动变压器 T1 磁化电流的增加就会导致 T1 的饱和。一旦 T1 达到饱和，一次绕组 Nf 中的电流很快增加，因此反馈电阻 R 俩端的电压降也就会增加。这样，绕组 Nf 上的电压降就会减小，于是与驱动变压器 T1 二次绕组相连的功率开关管的激励电压也会相应减小，原来处于饱和导通状态的功率开关管 VTI 集电极电流开始减小，逐渐退出饱和区。因此所有绕组上的感应电压全部反向。功率开关管 V TZ 开始导通，功率开关管 VTI 将很快进入截止状态。功率开关管 VTZ 的饱和导通状态将一直维持到驱动变压器 T1 的磁通达到负的饱和值为止。这时两只功率开关管 VTI 和 V 丁 2 的工作状态将又会发生翻转，使功率开关管 VTZ 截止，功率开关管 VTI 重新导通。如此重复上述过程，电路形成自激振荡状态，这就是自激推挽式双变压器开关电源电路的工作过程。

岳耳

MF35_ 发表于 2024-2-1 17:18
如果负载是纯电阻，波形会有失真，但比较轻，如果是整流＋电容这种功能负载，波形会变得非常奇怪，谐波 ...

这种电路，对收音机的干扰大吗？