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一直对Q值测试没什么热情，觉得只要能够大致估算出来也就够了。在购置了VC4080之后的测试过程中，测试频率对应的品质因素并不简单呈线性上升，这种结果让人产生了一种失明的感觉，于是产生了做一个更高频率测试器的念头。正在此时看到了坛友aaa555000的帖子：《最简单的中周Q值对比测试电路》，于是按其中的电路结构扩建了一个四频点的测试电路。
电原理图：
53_电原理图.jpg
主板：
07_第一期板.jpg
08_第一期板.jpg
电路中建立四个固定频率点的本地振荡器，分别为465KHz、795KHz、1.44MHz、7.95MHz，分别对应中频、中波天线、中波本振、短波天线的测试。本地振荡器的选择通过杜邦接插件切换选通。振荡器的电感采用的是新的TTF-1中周套件。
本振采用电容三点式结构，有源元件为3DJ6和3DJ7，分别担任三个低频率本振和一个高频率本振。本振谐振电容器C2与C1之比，低频率的是10，高频率的是4。这种电路非常容易起振，工作电流一般都要控制到1mA以内，否则振荡电压会过高。振荡管的源极电阻先用一个3296代替，调整到指定的电压时再焊下测出阻值，换成阻值接近的E24系列电阻。
振荡器在经过最初的一个小时上电老化之后，四个振荡器的频率漂移率均可降到5E-6/分钟内。只要环境保持没有变化（例如温度、走动、哈气等等），连续六个小时的通电老化期后，频率稳定度可保持在2E-6/分钟内，这对于LC振荡器来说极为难得。
担任本振的管子源极上产生大约(0.2~0.4)Vp-p的信号，通过一个RC低通滤波器，将基波峰值与谐波峰值拉开2dB~5dB，然后由2N3904进一步放大到2Vp-p，其发射极所接的阻容支路用于调节增益。
输出采用了自举的共集电极输出级。开始的时候用的8050和8550，但在7.95MHz波形严重失真且幅度跌落严重，换成了2N3904和2N3906后，情况立即改观，输出电压轻松达到2Vp-p。可见8050和8550虽然号称有100MHz以上的截止频率，但在这种场合还是勉为其难的。
D506的两个二极管分别采用与一侧相同的晶体管，基-集短接为二极管组态，这样便可利用电流镜像原理，使得BG501中的静态电流与D506中通过的电流相当而无须单独考虑。
输出级的负载是50Ω，由一个49.95Ω的电阻器R504和两个并联的0.1Ω电阻器R505串联而成，因而实际的信号源输出电阻是0.05Ω。当输出级上的信号电压是2Vp-p时，这个电阻上的信号幅度是0.002Vp-p，或2mVp-p。输出晶体管的峰值电流是40mA，有效值为28mA，两个半周期平分，则输出级的工作电流为14mA。
输出侧的R505还并联有一个两芯的杜邦插座CK503，可作为信号发生器输出2mVp-p的中、高频信号用。
中周电感的测试部分通过圆孔的杜邦脚接入。由于谐振用的可变电容器在不同容量下的Q值不一致，而且需要制作固定支架，故参与谐振的电容器不使用可变，而采用二进制序列的电容器，通过跳线来组合。电容器共有12个，接入端子是13组，留空的一组可用于接已知电感时的未知电容测试。同样，电感器的测试除了用圆孔杜邦脚接入外，还有一个端子可用于外接不同于中周形式的其它类型电感器的测试。
组装完成的测试器：
54_测试器总观.jpg
谐振电压的检测，采用了峰值检波的形式。由于检波二极管的非线性，需要将管子偏置为正向，故通过约3μA的电流以越过非线性最严重的底部。因PN结是对温度敏感的，所以又用另一个同类型二极管来抵消温度的漂移。然而作为输出的运放需要一个适当的偏压来获得零点，所以温度补偿的二极管通过电流会大于检波二极管大约十倍，这使电压-温度系数仍然还有大约198μV/°C。
峰值检波用的耦合电容器，根据不同的频率使用了不同的容量，也通过跳线选择。电路图中的容量值是实验的结果，标准为数字表头显示为1V时的值。注意耦合电容的跳线，要与频率选择时的本振电源跳线同步选择。
检波输出信号通过运放平滑后，在一个(0~10)V的数字表头上显示出来。轨到轨运放LTC1050的电源电压是8V，扣除产生负压的0.7V，全部动态就只有7V，因而Q值的最大测试范围是0~7000。这对应谐振电压峰-峰值最高可达14Vp-p，故检波管选用了1N277锗金键管，反压达110V，结电容仅为0.8pF。
调试的时候发现，Q值的显示值与示波器测得的大小并不一致。原因在于没有考虑到线性峰值检波所需要的偏置电流远远大于现在的设定值，检波信号只有在大于至少300mV以后才有比较勉强的线性。这意味着Q值低于250时都需要使用示波器，因而现在的数字显示就是个摆设。当然这是将来版本考虑的问题了。
（待续）
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发表于 2019-7-30 10:24:16
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