一种 自激振荡差分全桥D类 音频功率放大器

量子隧道

本电路为作者首创。同时还发在了科创和Diyaudio论坛上。欢迎基于兴趣爱好目的的仿制。若有商用需求，请事先通过本论坛咨询本人。
引言
放大电路根据晶体管工作点，可分为A，B，AB，C，D等类别。
最早的是A类，后来出现了AB，B类等线性放大器。
C，D类一般是非线性放大，一般用于射频电路。
近些年，出于节能减排和便携性的需要，D类放大器，采用脉宽调制或脉冲密度调制等方式，用于音频，这些设计渐渐多了起来。
在脉宽调制式D类放大器中，近年来出现了一种子类型，叫做自激震荡式D类（self oscillation class D），是一种非常巧妙的设计，把放大器做成了一个高频振荡器，电路简洁高效，失真小，获得了小众电子爱好者的追捧。
以上为引言。楼下继续介绍自激震荡D类放大器，作为本设计的铺垫。

量子隧道

背景
自激震荡式D类功率放大器有大致几种结构：
1，迟滞比较器型
相信研究过施密特触发器或者三角波发生器的都能看明白这种结构。
2，相移振荡器型
一般用RC构成文氏桥或级联移相器。在相移达到180度的频点构成正反馈，形成振荡。
3，UCD型
这是一种特殊的相移振荡器。D类功放的输出LC滤波器被包含在了移相环节之中。

下面3张图分别是这3种自激振荡D类放大器的原理简图。

量子隧道

UCD型相移振荡器原理简介
UCD型振荡器是本设计的基础，故这里重点对其进行简介。
粗看起来，这是一个负反馈电路，似乎无法振荡。其实在某个频点上是可以构成正反馈的。
1，输出LC滤波器，当工作频率远大于谐振频率时，带来接近180度相位延迟。
2，放大器电路的延迟会带来正比于频率的相位延迟。
3，超前反馈网络Clead会带来一定的相位超前。
综合这3点，在某个频点会带来180度相位延迟。当180度延迟的信号注入负输入端，即可构成振荡条件。调整Clead和delay，可以调整振荡频率。

量子隧道

本设计（自激振荡差分全桥D类放大器）
UCD振荡器以其简洁巧妙征服了我。我尝试把它的参数设计出来并实现之。不过以我一贯的追求，简单地原样复制原理图，计算参数，显得逼格不够。必须有所创新才行。
UCD是个单端自激振荡电路，输出是半桥结构。需要正负电源。在便携式设备中，往往需要简化电源，单电源最好。把UCD原理改造成BTL桥式结构，能够解决这个问题。
本设计原理如下图。

量子隧道

本设计（续）
比较器LM393的输出经过一对差分对差分对管S9015，转成互补输出，驱动两个半桥驱动器IR2101，进一步驱动4个MOS管。
两个半桥处于互补工作状态，即互为反相。
mos管的输出经过LC滤波后，一方面输出，一方面经过反馈RC网络反馈回比较器的输入。
比较器的输入是音频信号与反馈信号的线性叠加。音频信号可以改变比较器的过零点，进而改变振荡的占空比，经输出滤波后就得到了放大的音频。

量子隧道

实现与测试
PCB图和元件值如下面两图所示。整个电路布于10cm*6cm的双层电路板上。电路效率非常高，在24V工作电压下，MOS管不需要散热器。此电路增益为约30倍。需要一个24V至少4A的电源。支持差分或单端输入。

量子隧道

实测（续）
输出波形图如下图所示。这是输入20khz音频下的输出。
第一图是大信号下，PWM波形和输出波形。可看到脉宽调制效果。
第二图是小信号下的输出波形。可看到载波没有完全滤除干净。不过载波频率在200khz之上，人耳无法听到。
输入1khz正弦波，用示波器采集输出波形，送到matlab做fft（傅立叶）变换，可以看出各个谐波的相对幅度，进而得到失真。
本电路，当输出滤波电感选用某黄环磁芯电感时，电感发热巨大，实测失真见第三图，大约在千分之几量级。当选用某罐状磁芯功率电感时，不发热，失真低至无法测出，此处略。

量子隧道

上传次数超标，明天补喜闻乐见的实物图
为了看起来更像论文，最后上参考文献。
芯片手册也在参考文献之列，不再上传，有兴趣的话请自行到网上下载。
A Universal Grammar of Class D Amplification.pdf
Self OSC D ANP AES118BP.pdf

yngz

我去年设计过两款全分立元件的D类开关功放，取得了一定的成功。

http://www.crystalradio.cn/forum ... read&tid=605564
http://www.crystalradio.cn/forum ... read&tid=604299

请看看是不是合理。

量子隧道

yngz 发表于 2015-3-25 23:12
我去年设计过两款全分立元件的D类开关功放，取得了一定的成功。

http://www.crystalradio.cn/forum.php? ...

yngz你好，我觉得你的设计非常棒，尤其是用差分多谐自激振荡器那个，很巧妙。

输出滤波器的取值可能大了些，一般4-8欧姆负载下L取值33-66uH量级就差不多了，C取值220-330nF量级附近。

另外我看你用的是互补mos管，不知里面是否集成了D-S续流二极管。如果没有，那么估计在mos管的D级（即电感的左边）对地加一个RC网络有助于切换时的续流，减弱电感反压对mos管的影响。用三极管做输出级的那个也是如此。

我在做我这个电路之前，也是先实验了晶体管分立元件的方案。最后还是选了这个用集成比较器和栅极驱动器来搭的方案。原因是我的mos管只有N沟道的，用分立元件来搭门栅驱动器会比较复杂。

yngz

量子隧道 发表于 2015-3-26 22:48
yngz你好，我觉得你的设计非常棒，尤其是用差分多谐自激振荡器那个，很巧妙。

输出滤波器的取值可能大 ...

AOD609里面已经集成了续流二极管。


我这个电路开关频率比较低，只有130KHZ左右，选用较大的滤波电感和较大的滤波电容是实验的结果，可以得到比较好的效果，不知道怎么计算它们的取值。

我是浅尝辄止，在更大的功率水平上把电路做到实用还需要不少努力。建议你布板做一下这两个电路，看看性能与你的相比有没有优势。

绰绰有余

音频线拉长了要加屏幕层到扬声器否则干扰严重。短线适合小功率近距。大功率放音箱里又来电流声其它噪声。D类使用很矛盾。

夏国特

绰绰有余 发表于 2015-3-27 12:02
音频线拉长了要加屏幕层到扬声器否则干扰严重。短线适合小功率近距。大功率放音箱里又来电流声其它噪声。D类 ...

是的，D类在大功率应用时EMI问题很严重，不是很好解决！

量子隧道

yngz 发表于 2015-3-27 11:47
AOD609里面已经集成了续流二极管。

130kHz低了点，一般都在300kHz左右或更高。选300k的话，滤波器就可以兼顾 音频的保留 和 载波的滤除 了。
300kHz下，滤波器可以选择2阶平坦响应的滤波器，保证在音频内的平直。在8欧姆负载下，3dB点在40-50kHz附近。这样20kHz损耗约1dB，加上负反馈后能保证20kHz内基本平直。我实测300kHz载波大约剩下1V左右，会从扬声器电缆泄漏，干扰中波收音机。

yngz

量子隧道 发表于 2015-3-29 21:21
130kHz低了点，一般都在300kHz左右或更高。选300k的话，滤波器就可以兼顾 音频的保留 和 载波的滤除 了。 ...

开关频率越高，功率管的开关效率越低，静态电流越大，电感的磁芯损耗也越大，优势就是电感可以做得更小，有利于微型化。
从实用的角度来说，音频频响做到10khz足够了。用实际的音乐试听，音质与指标更高的线性功放相比很难听出有什么区别。
如果追求效率，较低的开关频率有优势，缺点就是滤波电感体积大一些，高频频响差一些。