【参赛】简约不简单の极简风升压电源

at89s52

　　本想做一个比较大型的制作参加本次大赛，无奈公司事务繁忙，计划的开始时间一再拖延。春节前只是有了构思，没时间制作。节后没几天了，本来是来不及了，于是就考虑做一个简单一点的，简单的东西往往很有乐趣的，而且原理并不简单。
　　以前寻找过一些小巧的升压电路，作为小制作的要求基本是二三极管加阻容搞定。最好是使用电感而不是变压器。输入为电池电压附近。
　　下图这个符合我的要求：
　　
　　曾经使用这个开关电源制做过，但是效率比较低，简单尝试过一些办法没有提高效率。由于当时没有花费多少时间在上面，不了了之。一直觉得这个电路有可修饰的地方，放不下，还因为除了这个电路，其他升压的都不是很符合我的选择理想。使用变压器肯定可以达到很好效果，但不符合我的极简要求，而且一般业余爱好者对于磁场部分了解很少，这个我以前深有感触。
　　最近静下来，思考了下这个电路，开关管翻转方式需要改进。现在的开关管是在集电极电流达到βIb后反转的，这个情况出现时，Vce会比较高，由于这个电路只适合低压使用，较高的Vce无疑占用了过多的能量导致效率不高。如果盲目增加Ib，有时电路为了翻转导致电感进入饱和状态（磁芯磁化饱和，电感量急剧下降）。这时三极管集电极电流会迅速上升，开关损耗加大，而且磁芯的损耗也会很大（磁芯损耗和磁通摆幅成幂次方关系）。开关管没有电荷泄放通道，这个导致关断延迟和关断损耗增加。
　　现在的开关电源基本是电流控制型，即根据电感电流来切断开关管。这个控制方式有很多好处。单周期限流特性有很好的动态响应。于是考虑使用三极管BE结来做一个电流控制型电路。BE结电压0.6V虽然偏大但还是有办法将电感电流Ipk限制在更低（后面解释，曾经考虑使用锗管，无奈停产了）。
　　改进后电路图：
　　
　　
　　 改进后电路的翻转不一定依靠开关管进入饱和区。当检流电阻R1电压上升到Vbe时，Q2开始导通，Q1基机被拉低导致集电极电压抬高，C1的反馈导致Q3截止，连锁反应导致Q1截止。开关管不进入饱和区会有很多好处，可以在导通器件维持较低的Vce，有着较高的开关速度（进入饱和区后关断困难）。
　　简单仿真一下：
　　
　　
　　电路正常工作了，仿真是在台式机上运行的AMD 4核 3.0GHZ的CPU。仿真时可以方便调节参数观察各参数对电路启动的影响，各个元器件的损耗，以及电路效率等等。。。
　　电脑只有在仿真时感到压力大啊！
　　
　　检流电阻上面的电压，波形的峰值确实在0.5V左右。电路运行不错，借助仿真软件，可以轻松观察各点波形，而且和实际电路基本一致。
　　
　　
　　
　　
　　
　　简单测试下，效率在68%左右，通过对各元件损耗分析，主要是开关管和检流电阻损耗较大，都超过了10%输出功率。开关管占用10%的损耗合情理，毕竟有开关损耗和导通损耗，而且电路电压较低。检流电阻损耗大是因为0.5V的峰值电压不合理，现在高压一般在1-2V左右，而低压工作的电路一般200mV以下。电阻功耗和电压平方成正比，继续改进！
　　
　　降低电感Ipk电路：


　　在负责监测电流的三极管基机和检流电阻间加调整电阻，用电源给电阻部分电流使其两端有一定压差，这样其Vbe为检流电阻电压加固定偏压，从仿真图片可以看出，其Ipk降到了400多毫安。调成上拉电阻可以改变Ipk大小。经过调整效率已经到了85%！当然由于电感是理想的，可能实际电路会小于仿真，现在一般的仿真软件很难仿真电感损耗。
　　这种电路除了可以降低检流电阻的峰值电压外，还有额外优点。按照上面接法，R7接VCC时，电源电压越高流过R6电流越大，其端电压越大，导致检流电阻峰值电压降低，从而减低对负载的输出能力。这个电路可以抵消由于电源电压升高导致的输出功率增加。很多开关电源芯片会推荐这种接法。选择合适的话，负载可以获得恒功率的输出，用于LED即使恒流输出。当然精度不会由传统的反馈做得好。
　　负责开关管关断的Q2的Vbe会随温度变化，这个也可以用R6这个电路原理来处理，使用NTC计算好R6的端电压用以抵消Vbe随温度的变化即可。可以自由发挥下，这里仿真比较困难，实验也费时费力，暂时不做了。
　　R7也可以连接其他位置，如果是LED驱动，可以运放放大电流信号后连接R7，可以获得很好地恒流效果。下面尝试使用R7连接至输出做个恒压处理。
　　
　　
　　
　　使用9V稳压管连接至R7，可以获得恒压输出，明显看到了电感电流Ipk被调整的曲线：
　　
    空载效果，电源进入了间歇模式，想起了超再生振荡。。。。。。
　　
　　检流电阻的端电压是否本来就不会超过0.5V？看下面图片对比：
      
　　断开电流控制三极管，检流电阻峰值电压1.2V，仿真效率65%：
　　
　　有控制，峰值只有0.4V，仿真效率85%：
　　
　　
　　仿真之后需要实际检验，仿真可以让我们对于如何设计电路参数快速有个熟悉，避免在实际电路中反复调试。但实际电路肯定和仿真有一些差别。由于电路比较简单，采用以前用过的洞洞电路板来实现。
　　
　　电感为拆机磁环电感，饱和电流在2A左右足够了，100uH的，电路板清理干净：
　　
　　
　　
　　
　　正面摆放位置需要合理安排，这样方便背面器件走线，只有一根飞线。
　　
　　反面合理利用器件管脚走线，0805封装很适合洞洞板：
　　
　　
　　
　　由于仿真的经验，一次点亮，开关管8050，控制9013和9012都是常有。
　　
　　电流也基本正常：
　　
　　
　　
　　这个是最简单版本，没有R6，R7组成的检流电阻电压限制电路，效率较低(62.159%)：
　　
　　加入R6，R7组成的电路，效率猛增至83.861%，也和功率下降有关，8050功率较小。
　　
　　
　　
　　开始示波器波形观测：
　　
      
　　
　　说一下电感饱和电流的土法测量，我自己想的不知是否原创，把要测试的电感2个串联，连接到直流恒流电路中，电源两端并联一些电容作为高频信号通路，这样交流等效电路中，2个电感实际为并联，可以用LCR测量电路中任何1个电感的电感量应该为正常时的一半。
然后，接通直流，慢慢加大流过其中电流，当电感表读数为原来70%时，即为饱和电流值。原理请自行分析，很容易的。
    还有，输入输出电容要选用多层贴片电容，其ESR比电解的一般小很多，是高效率的保证。开关管需要按照设计来选择，盲目增大不会有益处，输出二极管不是电压越高越好，我这里有1n5819和1n5817，选用了5817，因为同型号耐压低的一般正向导通压降低。速度稍微快一些。
　　
　　
　　
　　
　　采用最简单方案，3个LED位负载，模拟锂电电压恒流效果:
　　
　　加入R6，R7组成的电源电压负反馈电路后恒流效果不错，电流被限制低了：
　　
　　加入负反馈后，减小检流电阻，电流恢复100mA，恒流不错。
　　
　　
　　
　　一些测试波形：
　　开关管Vce和检流电阻Rcs两端电压：
　　
　　开关管Vce和 开关管基机电压：
　　
　　
　　开关管基机和PNP驱动管9012集电极波形：
　　
　　PNP驱动管9012的基机和集电极波形：
　　
　　
　　
　　虽然只花了很少时间做这个制作，但很认真，遇到问题积极解决，创造性解决，我自己比较满意这次解决问题所采用的方法。不是每个问题都能很好解决，这次确实运气不错，我的方法发挥了作用。
　　还有很多需要去探索的，但大赛结束前没时间了，接下来想尝试的是：
　　开关管改作MOSFET，毕竟MOS相对于BJT优势明显。
　　输出端加运放组成电流反馈，恒流会接近于1%，而且不受温度影响。
　　1.5V的优化，这是个挑战。12V的尝试，这个应该比较容易。
　　本想做一个电池供电的荧光灯驱动电路，但由于时间关系没有做，小时候经常看到有类似电路但介绍太简单以至于没有电源基础很难理解并制作出好效果。现在有了开关电源经验，有时间尝试优化一下，把童年时期没有实现的制作好好弄精致些！
　　文章编写仓促，难免有错误疏漏之处，还请批评指正。
　　希望和电子爱好者们共同交流，学习。
　　
　　
　　
　　作者：
　　
　　田凯祺   
　　河北省 藁城市 贾市庄村
　　
　　矿坛： at89s52
　　广坛： atmega88
　　          高频电路
　　
　　QQ： 313531362
　　TEL：13916969532
　　
　　
      2014-02-13

at89s52

附上PDF版本制作说明，方便观看。
附上仿真文件，方便自行仿真。
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zhiweigengqiang

小电路，大知识，顶一个

仙鹤

谢楼主分享，开眼界了。不知那个仿真软件咋打开？

barracuda

这个电路最早还是在《新型实用电源电路集锦》上看到的，貌似是为万用表升压设计的
现在经改进后效率能达到85%已经很好了，不过那损耗的15%跑到哪里去了？BJT的损耗应该不小，是不是可以换成MOS？还有这个电路是否能够有望进一步提升频率以采用直流电阻低的小电感量线圈？

at89s52

仙鹤 发表于 2014-2-14 00:10
谢楼主分享，开眼界了。不知那个仿真软件咋打开？

使用的是LTSPICE软件，  凌特公司开发的免费仿真软件，可以导入大部分的仿真模型，我试验都是用的自带的元件模型。我们公司都使用这个软件。完全免费。最新版本支持4核心同时运算。

仙鹤

at89s52 发表于 2014-2-14 09:53
使用的是LTSPICE软件，  凌特公司开发的免费仿真软件，可以导入大部分的仿真模型，我试验都是用的自带的元 ...

谢了,网上找找这个软件.

at89s52

barracuda 发表于 2014-2-14 09:45
这个电路最早还是在《新型实用电源电路集锦》上看到的，貌似是为万用表升压设计的
现在经改进后效率能达到 ...

因为功率较小在1W左右，而且考虑器件易得的原因，使用的都是BJT的缘故，其实85%的效率已经不错的结果。仿真中，开关三极管占了超过10%损耗。实验中因为2SC8050导通既有大概平均0.3V电压，确实加上开关损耗能占用10%以上。后面有时间会实验MOS版本的结果，估计会有不小提升，目标是90%的效率。还会考虑1.5V版本。

这个电路工作在电感临界模式，也就是电感放完电后的电压下行摆动使开关管重新导通，这样在负载确定时，电感和频率直接相关，要一定的工作频率只能固定电感量，负载减轻后频率上升。 这个特点对于开关频率也是一个限制，因为要工作在200khz或更高需要电感在CCM模式，因为磁芯损耗对于频率和磁通摆幅都是幂次方关系，但磁通摆幅的幂次方关系更大，印象是1.2次幂，1.7次幂，记不太清除了。所以高频时需要CCM有优势。这个工作方式估计电路要大的改动。

powerfuman

分立元件升压电路

Julie

赞一个，正规电子电路设计工程师的师作。

linyinet

貌似参赛截止到2014年 2 月 14 日，楼主此时发出来，是真正的大角押后阵呀。

at89s52

linyinet 发表于 2014-2-14 10:47
貌似参赛截止到2014年 2 月 14 日，楼主此时发出来，是真正的大角押后阵呀。

感谢支持，以后会努力制作更加给力作品！

cph924

佳作！
约84%的效率，是很不错的指标！现在，市售的开关电源，很多就是这个水平。再高的，少！可能电路会更复杂，元件增加。再增加的效率，要费更多的脑力。

hijklmn

楼主，你的反馈电容上并的5K电阻有什么作用呀？

at89s52

hijklmn 发表于 2014-3-8 12:22
楼主，你的反馈电容上并的5K电阻有什么作用呀？

维持 Q3导通