怎样制作高灵敏度的矿石收音机

L.D.XIONG

现在找到的二极管RD达11835K，甚至几万K，M10牛作到一万多K也容易，这些已不是天闻数字了。

qg2007

用音频电感阻抗提升方法很容易匹配

wangge

晚上又看了一遍，有新的认识。

lq19512003

我一直在想：随着高Q线圈的Q值不断被刷新，更高RD的二极管被找到，超高阻抗的匹配变压器阻抗和效率的瓶颈问题也势必得到解决，可是随着阻抗的不断提高，测量变得越发的困难，测量的误差会越来越大而且难以克服。

L.D.XIONG

一个高级阻抗变换器在您手中，双栅MOSFET，高阻入低阻出。

qg2007

目前好用的是800-1200K的高RD检波管

双栅场效应另辟蹊径，今年会火

wangge

今天看这个内容，节选如下：

如果知道检波器电路的品质因数 Q （参考 http://www.crystal-radio.eu/enlckring.htm#q）和电感 L，我们可以用下列公式计算 Rp ：

RP = 2.pi.f.L.Q （Ω）

公式中：

pi = 3.14
f = 频率（Hz）
L = 检波器线圈的电感（H）
Q = 无负载 LC 电路的品质因数
RP 的数值与频率有关。实际上我们采用在中间频率的 RP 数值。在中波段用 1 MHz 的 RP 数值。

上面内容中，这个式子出处是哪里？从有关高频电子电路的书籍中，没有看到出处。
RP = 2.pi.f.L.Q （Ω）= ωLQ（Ω）

有关书中的介绍是：
串联谐振回路的Q值与回路的交流阻抗r的关系式：
Q=ωL/r      ===>    r=ωL/Q
一个是乘Q，一个除Q，算法不同的。难道这里的RP 和 r  不是一回事？

龙虾

Q值代表电路在一个周期内存储的能量与消耗的能量的比值（再乘以6.28）

如果按照电感串联电阻计算，就是 r=ωL/Q

如果把串联电阻折算为并联电阻，RP = ωLQ

在频率确定之后，电感串联电阻都可以折算为电感并联电阻

例如：j100欧感抗与1欧电阻串联，大约等于j100欧感抗与10000欧电阻并联。除以100变成乘以100。

参考：
http://www.crystalradio.cn/bbs/thread-93143-1-1.html

[ 本帖最后由 龙虾 于 2011-1-24 15:37 编辑 ]

龙虾

但本人建议不要迷信这篇文章所写的东西，实际情况出入甚大。

文章开始提“……它可以是双回路收音机的检波电路，也可以是环形天线的收音机……”，其实这种理论非常不适合于双回路矿石机。要知道第2回路的能量来自于第1回路，不存在吸收能量随Q值直线增加的关系。第2回路只要很低的Q值就能完全吸走第1回路的能量，恒压源或者恒流源的理论模形是失效的！所以不可能根据这个理论做出好的双回路矿石机。

qg2007

Q值是谐振回路的品质因数，用示波器可以直观的检测，好的线圈和可变电容，谐振峰值电压高，效率高。

线圈的线阻、高频损耗、可变电容的效率，都会影响Q值及谐振状态。

一般对线圈的效率比较注意，实际上，可变电容的影响也很大。密封涤纶介质的可变电容，谐振峰值要降低1/4～1/3。普通树脂板或电木板绝缘的的可变电容，在湿度大的时候，谐振峰值降低也很大。

这个实验不难做，对于谐振电路来说，r包括线圈的线阻、高频损耗、可变电容的品质损耗、高频工艺的损耗，也就是有载Q值。

矿机的阻抗匹配变数较大，温度、湿度变化都会引起匹配失衡。因此，设计矿机电路时诸如线圈的抽头、阻抗匹配变压器的抽头、更换不同Rd值的检波管等等，都是随时调整动态阻抗的方法。

万变不离其宗，基础计算是设计矿机匹配值的依据。

[ 本帖最后由 qg2007 于 2011-1-24 16:29 编辑 ]

xjw01

原帖由 龙虾 于 2011-1-24 15:30 发表
但本人建议不要迷信这篇文章所写的东西，实际情况出入甚大。

文章开始提“……它可以是双回路收音机的检波电路，也可以是环形天线的收音机……”，其实这种理论非常不适合于双回路矿石机。要知道第2回路的能量来自 ...

多回路中，线圈确实要使用高Q的，不然容易引起音量变小。

我多次计算了双回路中的损耗，得到的结果是，调好耦合系数后，最佳匹配下，第二回路的电流是：
I2 = U0/sqrt(r1*r2)/2
r1是第一回路的等效串联电阻，r2是第1回路的等效串联电阻，U0是天线电动势
r1 = R0 + R1*p，式中p是天线调节回路的阻抗变换系数，R0是天线内阻，R1是第一回路的线圈串联内阻
r2 =  R2 + RL，式中R2第二回路的串联线圈内阻，RL是检波负载的等效串联内阻。

当R1=R2=0时，通过互感系数调节，满足I2 = U0/sqrt(r1*r2)/2，会自动实现阻抗匹配，这时RL得到的功率最大，与RL具体数值无关，等于R0的损耗。如果考虑平方检波问题，可以适当减轻负载

如果允许耦合系数随着目标频率做调节，在RL=R2时，可以实现音频最大输出。这考虑了平方检波问题。
如果允许即时调整耦合系数，从第二回路的输出端看进去，内阻是2*R2
如果不允许即时调整耦合系数，通常也不会一直调整耦合系数。把Q值做高一些，并联负载RL大一些（或说等效串联负载小一点）即可。

双回路的匹配方法与当回路并大相同，它可以通过调整耦合系数实现阻抗匹配。在这种情况下，Q值越高，且串联RL小于R2，可以得到很高的谐振电压。

双回路实现阻抗匹配后，效率比单回路低，原因是多了一个R2损耗，即第二回路的损耗。

当然，我们在调试过程中，不一定会觉得Q值提升带来收台增加，因为，灵敏度提升，从3mV/米提升到2mV/米，而现实是，您处可能没有3mV/米至2mV/米的电台，所以觉查不到。再者，随关噪声的增加，信噪比也成了问题。
通过多种途径提升灵敏度，使最后的灵敏度提升数倍，这时就会感觉得台数增加很多。

[ 本帖最后由 xjw01 于 2011-1-24 20:24 编辑 ]

xjw01

至于您说的恒压源模形还是恒流源模型，这是否“失败”，您最好实验。

从发射台至接收机，天线的模型理论基本是相同的。
在发射机中，功率输出多少，是精打细算的。
在接收机中，计算方法与发射机几乎相同，有点象它的“逆运算”

您一直认为近场实现与远场不同。实际上，实验结果是等价的。
更何况，您做的那么多大环，很多都在使用近场，比如说，您使用建筑物周边的近场。

短天线的辐射内阻是非常低到，低到是有零点几欧，甚至只有零点零几欧。工程上是可以测量并计算的，它就是一个恒压源与辐射电阻的串联。工程中，还会测量出大地损耗等因素。

我上次稍微看了您的“理论”，虽然您不想信“麦克斯维方程”，但您的方程形式与麦氏方程是一样的，对天线计算的最后结果也会是相同的。比如最后计算出来的辐射电阻是一定要相同的，恒压模型会成立的。

恒压模型建立，并不是说天线可以无限制的输出功率，因为天线电磁辐射电阻（天线可以接收信号，也可以发射信号），而且天线有损耗电阻，所以天线的输出功率是有极限的。

既您也是学物理的，还是认真计算一下再下结论，如果有条件，您也可以做一下实验。
物理实现方法、数学物理方法，等等，您都可以应用，想信会得到结论的。
简单的用耳朵听Rd=3Rp，我觉得不容易，Rd=3Rp带来的效益非常轻微，加上其它因素的影响，耳朵听的方法，很容易失败。

[ 本帖最后由 xjw01 于 2011-1-24 21:19 编辑 ]

xjw01

当然，我本人并不赞同使用Rd=3Rp来匹配矿机，我是建议使用Rd=Rp至Rd=3Rp来匹配，在多回路中更应如此。

使用Rd=3Rp，所得到的功率增加是非常有限的，使用Rd=1.5Rp，就已非常接近Rd=3Rp的水平。

当阻抗过高，会带来更多的噪声，所以Rd=3Rp只是理论上的最佳，不一定是实践中的最佳。

[ 本帖最后由 xjw01 于 2011-1-24 20:28 编辑 ]

xjw01

一个优良的天线，在几十伏/米至几百伏/米的场强下，可以点亮一盏几瓦甚几十瓦的电灯。

我的大学老师，他老人家曾在发射台工作，就做过这样的“矿机实验”，上学时，他天天找我下围棋，那时他曾对我说过矿机照明的事，那时我不信，现在亲手计算了，确实可行。

您不要低估了天线的恒压能力。

现在大家做的矿机，最多也就几个毫安，还怕天线“稳”不住电动势。

[ 本帖最后由 xjw01 于 2011-1-24 20:18 编辑 ]

xjw01

您在深圳特区，那里有较强的电台，做一个低内阻的几十米的天线，也可以用来照明的。