晶体管声探源

60年代的爱好者

这是十多年前写的文章，现发在此，与各位共同探讨，以期抛砖引玉。


                          晶体管声探源



　　通常评价功率放大器质量的技术参数有：幅频特性曲线，额定输出功率，噪声电平，谐波系数，输出阻抗等。上述参数是基于一个延续已久根深蒂固的准则：为了理想地再现声音，放大器在所有音频范围保障均匀地放大正弦信号，而谐波失真小于给定的指标，没有谐波和互调失真，不增加新的频谱分量。现代的晶体管音频放大器能满足上述参数最严格的测试，有的参数指标甚至远远超过电子管放大器，但从听众的主观评价上仍然感到存在音质上的不足。客观测试同主观感受之间的差异如此明显，研究这种现象，引出在晶体管音频功率放大器中一种特殊形式的失真－－动态失真的概念。




　　　　　　　一、从“晶体管声”谈起

　　晶体管与电子管的音频放大器在声音情调上的差异早就有评论，在使用高保真音频装置时，往往发现某些晶体管放大器与电子管放大器相比不能保障音频质量，在重放声音的自然性方面让人感到存在某些缺陷，被人称之为“晶体管声”。在涉及日常生活的无线电设备中，晶体管放大器几乎完全排挤了电子管放大器，而在“发烧级”的高保真音响设备中，至今仍广泛地采用电子管放大器。
发烧友在谈及各种音频放大器之间的音色区别时，经常用“松香味、金属味”、“通透、干硬”、“温暖纯厚、冷艳清丽”之类的词语来形容。然而，这一类的评价，虽然从字面上很好听，但细究之下却是华而不实捉摸不定的，纯粹是一种个人的主观感受，往往会因人而异，正所谓“仁者见仁，智者见智”，难以明确划分其界限。只有具体的技术参数才能客观地反映放大器的工作特性，那么，为什么发烧友们以及专业的音响技术人员不用放大器指标上的差异来作定量分析，而仅仅是含糊地用“晶体管声”“电子管声”来描述呢？其原因说起来很简单，也很让人困惑：我们长期以来用于评价放大器音频质量的技术参数不够完全，无法准确反映晶体管与电子管放大器实际工作状态下的特性差异。


　　图1所示传统的稳态的谐波和互调失真测量（谐波失真测量通常用１ＫＨz或其他单一频率的正弦波信号）对一个音频系统并没有给出全部的实际情况，特别是在处理复杂的信号如音乐信号时。国外曾有人用频谱仪分析对照几种专业的晶体管和电子管放大器输出信号的频谱，测量ＴＩＭ（瞬态互调失真）指标，研究组合的成分。当提供放大器输入端具有相同幅度的频率３.１８ＫＨz和１５ＫＨz信号，保证输出功率低于额定值３ｄＢ。测试结果证明，晶体管放大器输出信号频谱中谐波成分相当大（一直到１１次谐波），而在电子管放大器中则不大于５次谐波。这种情况本身已能够影响主观的声音感觉，除此之外，当信号电平增加时，晶体管放大器的失真比电子管放大器增长更剧烈，其频谱成分这时相当地丰富。

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我们知道，谐波系数的计算公式为：

    谐波系数＝ 　各次谐波平方和的平方根

    在统计上相同的两个谐波系数，其内涵未必一致，对听觉造成的影响也有区别。所谓听觉信号是声压振动的转换。人耳对压力波的感受具有对波动的组成分量个别感受的特性。人耳对声音波的感受并不去了解波形如何。例如乐器的合奏，总难得到合成波形完全相似的情况，而各次合奏，只要能合奏合拍。给予听觉的效果是相同的。根据研究结果表明，失真对听觉的感受灵敏度与谐波次数有关，并且按0.25*谐波次数的平方成比例增长，举例来说，四次谐波比二次谐波听起来明显四倍。在谐波产物的情况中，高阶分量是非音乐性的。在互调产物情况中，高阶产物的多数分布在音频范围内，也是非音乐性的。
    因此，要评价音频放大器的质量，仅仅在一个频率上表明谐波系数是不足的。如果考虑到耳朵对高次谐波的灵敏度，则可以设想，即使晶体管放大器和电子管放大器谐波系数完全相等，由于实际的谐波成分并不一样，所放大的音乐信号也会具有不同的音色和情调。也就是说，所谓的“晶体管声”，实质上是由设计中有缺陷的音频放大器动态失真引起的，通过线路技术方面的改进，是能够得到改善和避免的。

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二、动态电容引起的失真

　　在放大器的输入级中，动态电容是引起失真的重要因素。顾名思义，动态电容的容量不是一个确定的数值，而是跟随放大器工作状态而变化的，它给电路的传输特性中增添了非线性因素。
　　晶体管放大器中动态电容的形成机理是这样的：晶体管的ＰＮ结工作在高频时，会呈现电容效应，这种电容效应可归结为存在势垒电容和扩散电容。我们可以把它等效为一个结电阻ｒ与结电容Ｃ相并联的电路，它的大小除了与ＰＮ结本身结构和工艺有关外，还与外加电压有关。这里先介绍一下结电容的基本概念:
    (1)势垒电容ＣＢ
　　ＰＮ结交界处形成的势垒区，是积累空间电荷的区域，当ＰＮ结两端电压改变时，就会引起积累在ＰＮ结的空间电荷的改变，从而显示出ＰＮ结的电容效应，相当于电子和空穴分别向势垒电容"充电"和"放电"。这种充放电效应与普通电容在外加电压作用下进行充放电的过程相似，所不同的只是这个势垒电容是随外加电压改变的，当外加电压频率越高时，每秒钟充放电次数越多，势垒电容的作用越显著。反向偏置的增加，会使阻挡层增大而使势垒电容减小。正向偏置时，阻挡层减小会使势垒电容增大。
    (2)扩散电容ＣＤ
    ＰＮ结的正向电流是由Ｐ区空穴和Ｎ区电子的相互扩散造成的，为了要使Ｐ区形成扩散电流，注入的少数载流子电子沿Ｐ区必须有浓度差，在结的边缘处浓度大，离结远的地方浓度小，也就是说在Ｐ区有电子的积累，同理，在Ｎ区也有空穴的积累。当ＰＮ结的正向电压加大时，正向电流随着加大，就要有更多的载流子积累起来以满足电流加大的要求;而当正向电压减小时，正向电流减小，积累在Ｐ区的电子或Ｎ区的空穴就要相对减少。这样就相应地要有载流子的"充入"和"放出"。因此积累在Ｐ区的电子或Ｎ区的空穴随外加电压的变化就构成了ＰＮ结的扩散电容，它反映了在外加电压作用下载流子在扩散过程中积累的情况。
    由上可见，在高频运用时，对于三极管的ＰＮ结，必须考虑结电容的影响。当ＰＮ结处于正向偏置时，ｒ为正向电阻，其数值很小，结电容较大（主要决定于势垒电容）。从电路上来看，势垒电容是和结电阻并联的。因此，由于反向偏置时结电阻很大，尽管势垒电容很小，它的作用还是不能忽视的，特别在高频时影响更大。而正向偏置时结电阻很小，尽管势垒电容较大，其作用相对来说反而比较小。所以势垒电容在反向偏置时显得更加重要。ＰＮ结在正向偏置时，积累在Ｐ区的电子和Ｎ区的空穴随正向电压的增加而很快增加，扩散电容较大。而反向偏置时，载流子数目很少，因此反向时扩散电容数值很小，一般可以忽略。晶体管正常工作时集电级处于反向偏置，三极管工作在放大状态时，发射结处于正向偏置，故发射结电容较大，而集电结处于反向偏置，集电结电容较小。
    在电子管放大器里，电子管按共阴极电路接入时，放大器输入电抗中电容分量不仅取决于电子管的极间电容，还与级的放大系数Ｋ有关，这称之为密勒效应。这种情况下放大器的输入电容可按下式计算：
　　　　输入电容＝栅－阴电容＋（Ｋ＋１）栅－屏电容
　　类似的效应当然也存在于双极的晶体管和场效应晶体管构成的放大器中，只是相应地：
    　　输入电容Ｃi＝Ｃbe＋（Ｋ＋１）Ｃbc
　　式中Ｃbe－－基极－发射极电容，Ｃbc－－基极－集电极电容，Ｋ－－输入级放大系数。在电子管放大器中密勒效应通常可以忽略，三极管栅阴电容只有几个皮法，并且三极管的放大系数μ较低，五极管虽说μ比较大，但由于帘栅极的作用，使栅屏电容大大减小，因此电子管放大器输入电容一般不超过数十皮法。而在低频晶体管中基极－集电极电容能达到几十皮法，加上晶体管放大系数较大，所以输入电容会大到不允许的数值（例如数千皮法），影响动态时频率特性曲线的平坦度。特别是当输入电路中有电感成分时（例如录音机磁头），动态电容与电感谐振引起幅频特性的改变将十分显著，使得按传统方式设计的前置级放大电路幅频特性出现意料之外的峰和谷，其不平度可超过十分贝以上，倘若谐振频率恰好落入放大器的工作频带之中，则相当于在此频率上进行了原本不需要的提升，结果对音质和音色产生明显的影响。
　　按共发射极电路的晶体管集电极过渡电容容量，随集电极电压振幅变动而改变，其容量正比于集电极－基极之间电压平方根的倒数。即：

　　　　晶体管集电极过渡电容Ｃbc＝CONST／ Ｕcb的平方根

    式中CONST为与晶体管构造有关的电容常数，结果放大器的剪切频率由线性地取决于这级的反馈电容和集电极过渡电容的总容量，变成取决于这级的输出电压。由于共发射极电路的晶体管集电极电流不仅取决于基极电流，并在相当大的程度上与集电极－发射极电压有关，这就使电压放大器输出信号振幅改变时，集电极－发射极电压调制集电极电流引起相当大的谐波失真，另外输出电压调制剪切频率引起相位的互调失真。由于集电极－基极电容Ｃbc的存在，在高频范围还会形成较大的负反馈，使电路的使用频率和速率受到限制，对于Ｃbc较大的大功率晶体管更是无法做得很高。
　　在输入级使用共基－共集级联电路可降低动态电容，另外，降低输入级的放大系数，采用截止频率较高的高频晶体管，可相应减少动态电容的影响。

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　　在Ｂ类推挽功率放大器（包括ＡＢ类放大器）的输出级中，截止失真是比较常见的一种失真，截止失真有两种类型，一是交越失真，二是开关失真，两者都发生在Ｂ类放大器电路工作从一个臂过渡到另一个臂的时侯。这些失真的原因是放大器每半边的增益在这时几乎为零（集电极电流减少到零），在这交越失真区域中，放大器的开环增益急剧下降，因而反馈对这种失真形式作用很小。上述两种失真成分是能够清楚地听出来的，它们通常是高的奇次谐波和互调的产物。截止失真用静态测试的方法不大好比较，因为总的谐波失真系数可能并不高，但这些谐波大部分都集中在高频端，给予听觉上以恶劣的感受。
　　交越失真是当功率放大晶体管静态工作点较低时，对于小的输入信号，晶体管工作点将进入截止区，引起输出波形明显畸变。晶体管静态工作电流越小，交越失真越严重，随着功放管静态工作电流增加（ＡＢ类状态），交越失真逐渐减小。采用静态测试的方法，在输入端加一个正弦信号，在提高功放管静态电流的同时用示波器观测输出波形，可以清楚地看到这个过程。交越失真产生的是奇次高阶谐波，它对音质的影响较大，听起来相当刺耳，所幸的是消除这种失真不太困难。
另外一类截止失真－－－－开关失真，对推挽工作的晶体管来说，每一臂只负责放大输入信号的半个周期，随着输入信号的变化，功率晶体管从导通到截止，又从截止到导通，由于晶体管中载流子积累效应，它的工作不能完全再现输入信号的变化。晶体管的正向电流只有经过反向恢复时间（ｔrr）才能完全截止，在晶体管发射结上因扩散电容而积蓄电荷，其数值与晶体管的截止频率、集电级电流、工作温度有关。信号负半周时，为了使晶体管截止，扩散电容上的电荷必须要经过基极接入的外部回路放电。如果放电时间小于发射级截止时间，则影响还不大，如果放电尚未结束，发射极已经截止，则积存电荷会产生不受控制的基极电流，结果在输出信号中出现附加的脉冲。在导通到截止的过渡瞬间，输出波形产生的这种失真就称为开关失真。开关失真对高频端的影响更大一些，这是因为一方面晶体管在开关瞬间产生许多尖脉冲，主要是高次谐波分量；另一方面晶体管的反向恢复时间ｔrr基本上是相对确定的，不过随着输入信号频率升高，ｔrr在输出信号周期中所占的比例越来越大，对输出信号波形的影响程度也越来越严重。在Ｂ类或ＡＢ类放大器推挽级中，输入信号的一个周期内这种情况出现两次，并且随频率增长脉冲占空系数增加。
我们来看一个典型的晶体管功率放大器如图2所示，输出级为保证在低阻负载RL上不失真信号达到需要的功率，通常使用一对复合晶体管接成射极跟随器，普通的大功率低频晶体管具有截止频率３－４兆赫，当按图2接法时，功放管基级会积累电荷，等效为晶体管内部基极－发射极电容，其容量取决于截止频率，一般在0.01－0.1μＦ。
　　当信号正半周时，功放级上面的臂ＢＧ４、ＢＧ６工作，功放管按共集电极电路接入，具有低的输出阻抗，因此电流通过它迅速地给ＢＧ６的输入电容充电并使之导通。反之，要使ＢＧ６完全截止，必须使这电容放电，由图中可见，放电只能经过电阻Ｒ５、Ｒ６，这个过程是缓慢的。当Ｒ５、Ｒ６的阻值为100Ω，晶体管截止频率３兆赫时，ＢＧ６集电极电流减少速率约为0.15Ａ／μＳ。在信号负半周时下面的臂导通，但由于晶体管ＢＧ６这时来不及放电，仍未完全截止，晶体管ＢＧ７中除自身之外还有ＢＧ６的集电极电流通过。由此产生的穿透电流不仅增加晶体管在高频率上的耗散功率，降低放大器的效率，更重要的是增加了信号失真。
    消除缺点的最简单方法是降低Ｒ５、Ｒ６的阻值，不过这时要提高晶体管ＢＧ４、ＢＧ５的耗散功率。其它消除开关失真的方案有许多种，被称之为超Ａ类放大器的即是其中之一，它采用了电流发生器电路，使得在信号负半周期间功率管也始终导通，不进入截止状态，其原理及实用电路很多刊物上均有此介绍，本文不再赘述。

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　　在放大器的设计中，不适当地使用负反馈时，可能使这放大器比没有负反馈时声音更坏。为降低噪声电平，音频放大器输入端第一级晶体管集电极电流通常选择较小的数值，约在１００－３００μＡ范围，在突然地大幅度地改变输入信号时，经过输入级晶体管的集电极电流刹那间达到最大值或降低到零，这是晶体管产生过负荷和动态失真的原因。此外，为了改善失真，晶体管音频放大器多半都采用深度闭环负反馈，在过载期间可能引起一个内部的过度激励信号在反馈环路内，从而加深饱和问题和延迟恢复时间。
　　本文介绍的动态情况下过负载（ＴＩＤ）与通常所说的放大器过负载（削波失真）是两个不同的概念。削波失真可以通过稳态测量的方法来观察，在放大器输入端加一个正弦波信号，用示波器在放大器输出端看波形，逐渐增加信号幅度，到超出放大器的线性动态范围时，即使输入信号再增大，输出信号幅度也不会提高，这时正弦波出现削顶，在严重过负荷时，输出信号近似梯形，含有丰富的谐波分量。而动态失真的过负荷，是由闭环负反馈造成的，输入信号幅度未必超过放大器的线性动态范围，稳态时输出信号幅度并不超过最大输出电压，仅是在过渡过程中产生互调。
假定一个闭环负反馈放大器如图3所示，输入信号由放大器反相端和同相端加入（差动输入），放大器传输系数用Ｋ0表示，负反馈信号从放大器输出端经过传输系数用Ｆ表示的回路，加入在反相端。放大器的全部传输系数从输入端到输出端在这种情况下为：ＫF＝Ｋ0／（１＋Ｋ0Ｆ）。式中的分母１＋＋Ｋ0Ｆ称为反馈系数（用Ａ表示），Ａ常常用分贝表示其数值大小，称之为反馈深度。在放大器中高频端相移可以达到１８０°，也就是说，反馈将变成正的。为了使有反馈的放大器不出现寄生振荡，必须人为降低Ｋ0，以便使在这频率上放大倍数低于１（假定反馈回路不含有电容和电感）。这就要求限制原始放大器的通频带，并且应当有较大的反馈系数和较低的剪切频率（工作频率的上限）。在实际的放大器中，剪切频率置于音频中部，而反馈系数达到６０dＢ或更大。结果在放大器通频带中间的频率上非线性失真可以非常小－－小于０.１％，但在最高的频率上反馈系数急剧地降低和失真增大。

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　　由于在放大器反相输入端上存在着负反馈电压，使得加在它的两个输入端之间的差动电压Ｕd比实际输入电压Ｕi要小Ａ倍（在这种情况下信号频率低于放大器的剪切频率）。现在假定在同相端加入的信号有陡峭的前沿，如图１上所示，它是由１ＫＨ Z的矩形脉冲和另一个频率２０ＫＨz而幅度为矩形脉冲的５－１０％的正弦信号迭加组成，这样的信号最接近现实的音乐信号。由于放大器的剪切频率低于输入信号，信号通过放大器在输出端出现一些延迟，也就是说，在反相输入端上这一段时间内反馈信号不存在，这时在运算放大器两个输入端之间的电压为：Ｕd＝Ｕi，输入端极度过载。例如，当反馈系数等于６０dＢ时，在有反馈信号的情况下，差动输入电压Ｕd＝Ｕi／１０００，放大器所有级工作在线性状态。如果没有反馈信号，则Ｕd＝Ｕi，这样，输入差动电压在输入信号陡峭的前沿瞬间增长到１０００倍。在放大器输出端过负载的时间里高频信号完全没有输出，在此期间放大器线性被破坏，产生瞬间的百分之百的互调失真（图４），因此把这种失真称之为动态互调失真（ＴＩＤ）。
　　动态失真在主观的感受上非常明显，和在最高的频率损耗中表现出来，按听觉这种失真好象有小的静态电流的Ｂ类放大器所产生的交越失真形式。对前置放大器来说，提高输入高频信号的频率、前沿斜度和信号的幅度，会导致强烈地增加过负荷的时间和深度。必须指出，上述输入信号失真不可能用传统的单个频率稳态正弦信号方式测量，矩形脉冲测试同样不能描述关于在放大器在输入信号的落差时间里过负荷的概念。
　　由此可得出结论，为降低出现动态失真的可能性，必须保证第一级放大器中的晶体管工作点在无负反馈时不进入饱和状态，只有当最大的差动电压加入时才使晶体管饱和。大幅度增加静态电流会导致差动输入级固有噪声增大，所以它通常适宜在０.５－２MＡ范围内（在这时信噪比约９０ｄＢ）。减少动态失真还可以在差动输入级用场效应管代替双极的晶体管，它们在较大的差动电压输入时才开始进入饱和状态。在某些场合还以可降低输入级的放大系数到可能的最小值，相应增加第二级的放大系数，因为正是由它决定整个装置的放大量。降低闭环负反馈深度或者索性不用闭环负反馈，是改善动态互调失真的最有效方案。

60年代的爱好者

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　　随着电子技术的发展，音频信号源自身的失真越来越小，动态范围越来越大，对重放装置的各项性能要求自然不断提高，有些给音频放大器在线路技术上提出了互相矛盾的要求。例如，在上升速率不变的情况下，放大器的频带宽度和最大输出电压幅度是成反比的；深度闭环负反馈有助于改善谐波失真，但又会引起动态互调。
　　根据非线性失真在成因上的差异，可以划分成两类：①静态非线性失真，仅取决于这信号的振幅。②动态非线性失真，不仅取决于这信号的振幅，同时也与信号的时间特性或频率成分有关。应明确地指出，在放大器输入加正弦波信号时的幅频特性曲线不能够充分地说明音频装置的再现性能。用频谱分析的方法才能准确地反映出放大器的工作性能。
　　在目前还没有标准的方式测量动态失真，当评价放大器的质量时必须考虑使用其他的标准和测量方法，代替频率特性应当测量脉冲信号的参数。在设计放大器时为避免动态失真，应当注意那些有关的参数:放大器的通频带（无负反馈时），前置放大器的上升速率，电路中的动态电容以及功率放大器的闭环负反馈深度、稳定性裕度、功率储量等等。

[ 本帖最后由 60年代的爱好者 于 2007-5-30 16:21 编辑 ]

60年代的爱好者

用ＷＯＲＤ编辑的公式，在这里文本方式无法显示．所以有两个公式只好用汉字表达……

醉翁

有点深度！该顶！！

进修

太深奥了。分析得很细，高。

清蒸冰棍

比如某个电路和某个电路的具体比较才有意义，泛泛的说电子管比晶体管好怎么能让人信服？什么电子管和什么晶体管在什么电路中比较？

HighVividity

楼主很有见地，支持一下。

6a2j

不习惯在网上看太长的深奥文章，顶！

月夜宁静

确实,这种"动态失真"很难用示波器等单一仪器检测出来.

不过感觉这几年各种电路,运放,芯片的音质要提高不少了.

炉魔

晶体管声的来源是晶体管放大器的失真太小了。