继续玩DeepSeek，让它设计一个120W的反激变压器

bg1trk

捣鼓反激开关电源，核心是变压器参数计算，让DeepSeek试试。


提问：“设计一个反激变压器，适应输入电压110VDC至370VDC、工作频率100KHz，输出24V、5A，计算初级电感量，并给出磁芯型号、初次级匝数、线径以及绝缘设置”

只给出了大概的输入输出参数，没提如何选择占空比、反射电压和效率啥的，看看DeepSeek怎么搞。


以下是“思考”过程，嫌麻烦的话可略过直接看2楼：


首先，反激变压器的基本原理是储能和释放，所以工作于不连续模式（DCM）还是连续模式（CCM）呢？通常DCM在轻载时效率高，但可能峰值电流大，而CCM的话电流应力小，但需要更大的电感。不过设计时可能需要根据具体情况来选择。这里输出是24V5A，也就是120W，属于中等功率，可能可以考虑DCM或者边界模式。不过具体如何选择呢？

首先确定最大占空比。反激变换器的占空比D=Vor/(Vor + Vin_min)，这里Vor是反射电压。但Vor的选择需要考虑次级侧电压加上二极管压降，假设次级二极管压降是0.7V，那么反射电压Vor=(Vout+Vd)*Np/Ns。不过这一步可能需要先确定匝数比，或者反过来。可能需要先假设反射电压的值，比如通常Vor取在输入电压范围的最大值附近，比如对于370V输入，反射电压可能选在100-150V左右。假设这里选Vor=120V，那么最大占空比D_max=Vor/(Vor + Vin_min)=120/(120+110)=120/230≈0.5217，即约52%。这会不会太高？通常反激的最大占空比可能控制在不超过50%以避免一些问题，不过可能这个值也可以接受，或者需要调整Vor。或许可以调整Vor的值，比如选Vor=100V，这样D_max=100/(100+110)=100/210≈0.476，约47.6%，这样更合理一些。或者可能需要根据实际调整。

接下来，计算匝数比Np/Ns=Vor/(Vout+Vd)，假设Vor=100V，Vd=0.7V，那么Np/Ns=100/(24+0.7)=100/24.7≈4.048。这个匝比大约是4.05左右。那么Np=4.05*Ns。但具体的匝数还要根据磁芯参数来计算。

然后，计算初级电感量。对于反激变压器，初级电感量Lp的计算公式可能根据工作模式不同而不同。假设工作在DCM模式，那么Lp=(Vin_min * D_max)^2 / (2 * Pout * f)。这里Vin_min=110V，D_max=0.476，Pout=24V*5A=120W，f=100kHz=1e5 Hz。代入计算的话，Lp=(110*0.476)^2/(2*120*1e5) = (52.36)^2/(240e5) ≈ 2742.3/24e6 ≈ 0.1143 H？这看起来不对，因为反激变压器的初级电感通常不会这么大，尤其是在100kHz下。可能哪里出错了？

或者可能我应该用不同的公式。例如，在DCM模式下，初级电感量的计算公式是Lp = (Vin_min^2 * D_max^2) / (2 * Pout * f)。这样的话，代入数值：Lp=(110^2 * 0.476^2)/(2*120*1e5) = (12100 * 0.2266)/(24e5) ≈ 2743.86 / 24e5 ≈ 0.01143 H，即约11.43mH。这个数值看起来更合理一些。或者可能我的公式记错了？

或者，另一个公式是：在DCM下，Lp = (Vin_min * D_max)^2 / (2 * Pout * f * η)，其中η是效率。假设效率η为85%，则Lp=(110*0.476)^2/(2*120*1e5*0.85)≈(52.36)^2/(204e5)=2742.3/(204e5)=0.0001344 H，即0.1344mH，这似乎更合理。但是不同资料中的公式可能存在差异，我需要确认正确的公式。

可能正确的DCM模式下的初级电感量公式是：Lp = (Vin_min * D_max)^2 / (2 * Pout * f * (1 + sqrt(Vin_max/Vin_min)) ))？或者可能应该用另一个方法。这时候可能需要参考反激变压器的设计步骤。

另外，可能应该先确定峰值电流。比如，在DCM下，初级峰值电流Ipk= (2*Pout)/(η*Vin_min*D_max)。假设η=0.85，则Ipk=(2*120)/(0.85*110*0.476)=240/(0.85*110*0.476)≈240/(44.476)=5.4A左右。然后，电感量Lp= (Vin_min * D_max)/(Ipk * f)= (110*0.476)/(5.4*1e5)=52.36/(5.4e5)=约0.000097H，即97μH。这个数值似乎比较合理，因为对于100kHz，电感量通常在几十到几百微亨之间。

看来这里不同的公式会导致不同的结果，我需要确认正确的计算方式。或许应该使用能量守恒的方法。在反激中，每个周期存储的能量是0.5*Lp*Ipk2，这个能量传递到输出端，考虑效率η，则：

Pout = 0.5 * Lp * Ipk2 * f * η

而同时，初级峰值电流Ipk = (Vin_min * D_max * T)/Lp，其中T=1/f。所以，Ipk = (Vin_min * D_max)/(Lp * f)

将Ipk代入能量公式：

Pout = 0.5 * Lp * [(Vin_min * D_max)/(Lp * f)]2 * f * η = 0.5 * (Vin_min2 * D_max2)/(Lp * f) * η

所以，解这个方程得到Lp= (Vin_min2 * D_max2 * η)/(2 * Pout * f)

代入数值：Vin_min=110V，D_max=0.476，η=0.85，Pout=120W，f=1e5 Hz

计算：

Lp= (110^2 * 0.476^2 * 0.85)/(2 * 120 * 1e5) = (12100 * 0.2266 * 0.85)/(240e5)

先算分子：12100 *0.2266 ≈ 2743.86；2743.86*0.85≈2332.28

分母：240e5=24,000,000

所以Lp≈2332.28 /24,000,000 ≈0.00009718 H，即约97.18μH。这与我之前用另一种方式计算得到的97μH接近。所以正确的初级电感量应该是约97μH左右。这可能比较合理。

接下来，选择磁芯型号。需要考虑功率等级和频率。反激变压器通常使用铁氧体磁芯，如EE、EFD、PQ等类型。对于100kHz、120W的输出，可能需要较大的磁芯。比如，可以参考磁芯选择手册，或使用AP法（Area Product）来估算。

AP法公式是AP = Aw*Ae = (Pout * 10^4)/(η * Bmax * f * J * Ku)，其中：

- Pout=120W

- η=0.85

- Bmax=磁通密度变化量，通常取0.2~0.3T，假设取0.2T（因为DCM下ΔB较大）

- J=电流密度，通常取400A/cm2=4e6 A/m2，但这里可能需要转换单位。或者常用的是4A/mm2，即400A/cm2。

- Ku=窗口利用系数，取0.3左右。

代入：

AP= (120 * 10^4)/(0.85 * 0.2 * 1e5 * 400 * 0.3)

计算分母：

0.85 *0.2=0.17；0.17 *1e5=17,000；17,000 *400=6,800,000；6,800,000 *0.3=2,040,000

分子：120 *1e4=1,200,000

AP=1,200,000 / 2,040,000 ≈0.588 cm^4

换算成mm^4的话，1cm^4=1e8 mm^4，所以0.588 cm^4=5.88e7 mm^4。但通常AP的单位是cm^4，所以可能需要找一个AP值大约0.588 cm^4的磁芯。根据磁芯数据手册，例如EE型磁芯，EE42/21/15的AP大约是3.8 cm^4，可能过大；或者EFD30的AP可能在0.5左右？或者可能我哪里算错了？

或者可能AP的单位转换有问题。原公式中的AP=Aw*Ae，单位是cm^4，其中Aw是窗口面积（cm2），Ae是磁芯有效截面积（cm2）。所以原公式的正确性需要确认。

另一个版本的AP公式是：

AP = ( (Pout * 10^4) / (K * Bmax * f * J * Ku) )^(1.143)

其中K是拓扑系数，反激式取0.008。不过这可能因不同资料而异。这时候可能需要更准确的数据。

或者，另一种方法是计算所需磁芯的Ae和Aw。

例如，原边匝数Np= (Vin_min * D_max)/(ΔB * Ae * f) * 1e4，这里ΔB是磁通密度变化，单位Tesla，Ae单位cm2，Vin_min单位V，D_max单位无量纲，f单位Hz。例如，假设ΔB=0.2 T，Ae的单位是cm2，需要转换成m2的话可能需要调整单位。不过这个公式可能需要再核实。

或者，计算原边的匝数：

Np = (Lp * Ipk)/(ΔB * Ae)

这里Ipk是原边峰值电流，ΔB是磁通变化量，Ae是磁芯的有效截面积（m2）。

之前计算得Lp≈97μH=97e-6 H，Ipk=5.4A，ΔB=0.2 T，假设Ae=1.2e-4 m2（即120mm2，比如EE25的Ae大约是42mm2，这不够，可能需要更大的磁芯，例如EE30的Ae可能为110mm2，即1.1e-4 m2）。

代入计算Np=(97e-6 *5.4)/(0.2 *1.1e-4) = (0.0005238)/(0.000022)=约23.8匝，即约24匝。但这样的结果是否合理？可能需要更大的Ae或者更高的ΔB？

或者可能我的计算中存在单位错误。例如，Ae的单位如果是cm2的话，需要转换为m2。例如，如果Ae=1.2 cm2=1.2e-4 m2，则带入计算：

Np=(97e-6 H *5.4 A)/(0.2 T *1.2e-4 m2)= (0.0005238)/(0.000024)=约21.8匝，即约22匝。这可能看起来合理，但需要确认磁芯是否合适。

假设我们选择EE25磁芯，Ae=42mm2=0.42e-4 m2，那么计算Np=(97e-6 *5.4)/(0.2 *0.42e-4)=0.0005238/(0.0000084)=约62.36，即约62匝。这可能更合理，但EE25是否能处理120W的功率？这可能需要更大的磁芯，比如EE30或更大的。

比如，EE30的Ae约为110mm2=1.1e-4 m2，那Np=0.0005238/(0.2*1.1e-4)=0.0005238/(0.000022)=23.8，即约24匝。这可能比较合适。那这时候，Np=24匝，Ns= Np / 4.048≈24/4.048≈5.93，即约6匝。但需要取整数，因此可能需要调整匝比。

或者，可能我选择的Vor会影响匝比。比如，如果Vor=120V，那么匝比Np/Ns=120/(24+0.7)=120/24.7≈4.858，即约4.86。假设Np=24，则Ns=24/4.86≈4.94，即5匝。这时候反射电压Vor=5*(24+0.7)=5*24.7=123.5V。那么D_max=123.5/(123.5 + 110)=123.5/233.5≈0.529，即52.9%。这可能稍微超过50%，但可能还可以接受，或者在输入电压最低时占空比允许稍高。这时候需要重新计算电感量。

此时，D_max=0.529，Vor=123.5V，Lp的计算可能需要重新进行。例如，用之前的公式：

Lp= (Vin_min^2 * D_max^2 * η)/(2 * Pout * f)

代入数值：

(110^2 * 0.529^2 *0.85)/(2*120*1e5) = (12100 *0.2798 *0.85)/(240e5)= (12100*0.2378)/240e5≈2878.38/24e6≈0.0001199 H≈119.9μH。那之前的计算是假设Vor=100V得到Lp≈97μH，现在Vor=123.5V的话，D_max更大，导致Lp更大？

可能这需要调整参数，或者可能需要重新计算。

此外，还需要考虑磁芯的饱和。原边的峰值电流Ipk=5.4A，如果Np=24匝，那么H=(Np*Ipk)/le，其中le是磁芯的有效磁路长度。例如，EE30的le约为74mm=0.074m。H=24*5.4/0.074≈129.6/0.074≈1751 A/m。磁芯的饱和磁通密度Bsat一般在0.3T左右，H对应的B=μ0*μr*H。铁氧体的μr通常约2000，所以B=4πe-7 *2000 *1751≈4e-7*2000=8e-4 T/A·m *1751≈1.4 T。这显然超过了铁氧体的饱和磁通密度（通常约0.4T左右），所以这说明我的计算哪里有问题。可能我的假设错误，或者需要调整参数。

这可能意味着，原边匝数不够，导致磁芯饱和。因此需要增加匝数或者选择更大的磁芯。

可能我哪里出错了。例如，在计算原边匝数时，正确的公式应该是Np = (Vin_min * D_max * T)/(ΔB * Ae)，其中T=1/f。这可能更准确。

例如，计算原边匝数：

Np = (Vin_min * D_max * T) / (ΔB * Ae)

其中，Vin_min=110V，D_max=0.529，T=1/1e5=1e-5秒，ΔB=0.2 T，Ae=1.1e-4 m2（EE30的Ae=110mm2）

代入得：Np=(110 *0.529 *1e-5)/(0.2 *1.1e-4)= (5.819e-5)/(2.2e-5)=约2.645匝。这显然不对，这说明我的这个公式可能应用错误，或者单位处理错误。

或者正确的公式应该是Np = (Vin_min * D_max)/(ΔB * Ae * f) ，因为时间t_on= D_max * T，所以伏秒积是Vin_min * t_on = Vin_min * D_max * T = Vin_min * D_max / f

所以伏秒积= Vin_min * D_max / f = 110 *0.529 /1e5 ≈ 0.5819 V·s

根据法拉第定律，伏秒积=Np * ΔB * Ae → Np= (Vin_min * D_max)/(ΔB * Ae * f)

代入数值：

Np= (110 *0.529)/(0.2 *1.1e-4 *1e5)

先计算分母：0.2 *1.1e-4=2.2e-5；2.2e-5 *1e5=2.2

分子：110*0.529≈58.19

所以Np=58.19/2.2≈26.45匝，取26匝。

这时候，原边匝数Np=26匝，Vor=123.5V对应的匝比是4.858，所以次级匝数Ns=26 /4.858≈5.35，取5匝的话，实际Vor=5*(24+0.7)=123.5V，刚好。这时，原边电感量Lp需要重新计算。

回到之前的公式，Lp= (Vin_min^2 * D_max^2 * η)/(2 * Pout * f)

其中D_max=123.5/(123.5+110)=0.529，代入：

Lp=(110^2 *0.529^2 *0.85)/(2*120*1e5)= (12100*0.2798*0.85)/(240e5)= (12100*0.2378)/(24e6)=2878.38/24e6≈0.0001199 H≈120μH

那么原边电感量约为120μH。此时原边的峰值电流Ipk= (Vin_min * D_max)/(Lp * f) = (110 *0.529)/(120e-6 *1e5)=58.19/(12)=约4.849 A。这个值是否合理？

根据这个峰值电流，计算磁芯是否饱和：

H=(Np * Ipk)/le=26 *4.849 A /0.074 m=125.674/0.074≈1698 A/m

铁氧体的磁导率μ=μ0*μr，μr=2000，所以磁通密度B=μ*H=4πe-7 *2000 *1698≈4πe-7 *3.396e6≈4.27 T。这显然远远超过了铁氧体的饱和磁通密度（通常约0.3T），说明我的设计存在严重问题，必须重新调整参数。

问题出在哪里？可能选择的ΔB太大，或者磁芯太小。或者计算有误。

正确的ΔB应该为最大允许的变化量，通常对于铁氧体材料，ΔB取0.2T左右。但上面的计算中，在计算原边匝数时已经用了ΔB=0.2T，所以实际磁通变化是0.2T，不应该超过材料极限。但根据H计算得到的B却很大，这说明我在使用公式时有错误。

可能混淆了ΔB和B的绝对值。法拉第定律中的ΔB是变化量，而磁芯的总磁通密度应小于饱和磁通密度。例如，如果ΔB=0.2T，而工作点B在0.1T到0.3T之间，那么最大B是0.3T，这需要小于材料的Bsat（比如0.4T）。但根据H计算得到的总B=μ0*μr*H，可能这个公式不正确，因为铁氧体的B和H的关系是非线性的，当磁场强度H增大时，磁导率μr会下降，导致B不会无限增加。不过，在正常工作情况下，ΔB应该限制在安全范围内，比如不超过0.2T，因此可能无需计算绝对B值，而是确保ΔB不超过允许值。这可能使得之前的计算是正确的，只要ΔB不超过允许值，但必须确保磁芯不会饱和。

那回到原边匝数的计算，当ΔB=0.2T，Np=26匝，此时伏秒积为Vin_min*D_max/f=110*0.529/1e5≈0.0005819 V·s，而根据法拉第定律，ΔB= (Vin * ton)/(Np * Ae)= (110 *0.529/1e5)/(26 *1.1e-4)= 0.0005819/(0.00286)≈0.203 T，这确实接近设定的ΔB=0.2T，所以这是合理的。所以在这种情况下，磁芯的ΔB是0.203T，在允许范围内，不会导致饱和，因为每次开关周期后磁通会复位。所以可能之前的H计算是误解，正确的应该是ΔB=0.2T，而绝对B的偏移在这个范围内，不会导致饱和。

那这时候原边电感量Lp=120μH，原边匝数Np=26，次级匝数Ns=5，对应Vor=5*24.7=123.5V。此时占空比D_max=123.5/(123.5+110)=0.529，约52.9%。可能这允许，但需要确认开关器件的最大占空比限制。

接下来，计算线径。原边的电流有效值，对于DCM模式，原边电流是三角波，其有效值I_rms= Ipk * sqrt(D_max/3)。这里Ipk≈4.849A，D_max=0.529，所以I_rms=4.849*sqrt(0.529/3)=4.849*sqrt(0.1763)=4.849*0.42≈2.04A。

线径的选择要考虑电流密度，通常取4-6A/mm2。假设取4A/mm2，则需要的导线截面积S=2.04A/4A/mm2=0.51mm2。直径d=sqrt(4*S/π)=sqrt(4*0.51/3.14)=sqrt(0.649)=0.806mm，对应AWG 18号线（直径约1.02mm）或更细的线，但可能需要考虑趋肤效应。在100kHz时，趋肤深度δ=66.1/sqrt(f)=66.1/sqrt(1e5)=66.1/316.2≈0.209mm，因此导线直径应不超过2δ≈0.418mm，否则需要采用多股线。所以单根0.8mm的线径可能趋肤效应损耗较大，应该用多股线，比如用多根直径0.4mm的线并联，截面积为0.51mm2的话，每根0.4mm直径的截面积是π*(0.2)^2=0.1257mm2，需要0.51/0.1257≈4股，所以用4股0.4mm的线并联。

次级侧的电流有效值，次级峰值电流Ipk_sec= Ipk * Np/Ns=4.849A *26/5≈25.21A。在DCM下，次级电流有效值I_rms_sec= Ipk_sec * sqrt((1-D_max)/3)=25.21*sqrt((1-0.529)/3)=25.21*sqrt(0.471/3)=25.21*sqrt(0.157)=25.21*0.396≈10A。这样大的电流需要较粗的线径。电流密度同样取4A/mm2，则截面积S=10A/4=2.5mm2，直径d=sqrt(4*2.5/π)=sqrt(3.185)=1.785mm，对应AWG 12线（直径约2.05mm），但同样考虑趋肤效应，100kHz时线径应小于0.418mm，所以需要多股线。例如，用多根0.4mm直径的线，每根截面积0.1257mm2，需要2.5/0.1257≈19.88，即20股。这显然较多，可能需要用铜箔或更合适的方式来绕制。

绝缘设置方面，原边和次级之间需要加强绝缘，通常采用三层绝缘线或者加挡墙和胶带隔离。根据安全标准，如IEC60950，原副边之间需要满足电气间隙和爬电距离要求，可能需要使用绝缘胶带如聚酰亚胺胶带（如Kapton）绕几层，并确保足够的绝缘厚度。此外，磁芯本身需要接地，或者与原边或次级隔离，视具体安全要求而定。

总结，磁芯可能选择EE30，Ae=110mm2。原边电感量约120μH，原边匝数26匝，次级5匝。线径原边使用4股0.4mm线，次级使用20股0.4mm线。绝缘方面，原副边之间用三层绝缘线或至少3层绝缘胶带隔离，确保安全间距。

不过，实际设计中可能需要更多的验证和调整，比如检查窗口面积是否足够容纳所有绕组，计算铜损和磁芯损耗是否在允许范围内等。但根据以上步骤，这应该是一个初步的设计方案。

bg1trk

DeepSeek给出的最终结果：






以下是针对某厂家特定型号IC优化后的结果，和DeepSeek给出的结果，两者主要参数对比：

mjzz123

请问版主 DeepSeek能修改有问提的软件吗

752834752

让设计个原子弹，5000吨当量的

rockzhou

它物理数学这么厉害！不再是人工智障了吗

752834752

这个厉害了，美帝一万年也达不到

protel99se

752834752 发表于 2025-2-5 14:41
这个厉害了，美帝一万年也达不到

确实很懂人情世故，但是这个“懂” 也是基于逻辑的“懂”  ！   以下解释了原因，让人无话可说！  毕竟AI的价值观训练还是学习人类的。

bg1trk

752834752 发表于 2025-2-5 14:41
这个厉害了，美帝一万年也达不到

这样标注数据，可以使AI看上去比较类人，而不是机械智能。人情世故，AI也要懂一点。

网传，他们请了北大文史相关的人打标。