翻译 Mr. Ben H. Tongue 的文章#22

BG1TRP

使用双值电感器的单调谐矿石机的设计、制做和测量
对宽带辐射噪声的成因、短波幽灵信号和杂散调频接收的讨论
确定信号是高于还是低于检波器的线性-平方律交换点的方法

内容速览：
　　本文介绍的是单调谐四波段矿石机的B版本，也称为“BENODYNE”(在整个BC波段带宽固定并具有最高的弱信号灵敏度)，这台矿石机在调谐回路中使用了两个电感值，在约6 kHz的-3dB射频带宽(与信号强度无关)和全部调幅广播波段有恒定的高性能的前提下，试图实现以下两个目标：(1) 具有尽可能高的弱信号灵敏度；(2) 强信号时音量尽可能大。这台矿石机的C版本使用了利兹线，采用了一个反绕线圈，并具有“窄带选择性”设置。详情请参阅文章#26。
　　本文提供了以牺牲少量灵敏度来提高选择性的方法。这台矿石机在设计上对本地强台不具有很强的抗拾取能力。
　　本文给出了由计算机模拟得出的选择性和插入功率损耗数据，并与实际矿石机的数据进行了比较。
　　本文说明了如何判断检波器的工作状态是低于、处于还是高于其“线性-平方律交换点”(LSLCP)，无需外置天线调谐器。
　　本文对“短波幽灵信号”和“宽带辐射噪声(hash)”进行了解释，并就如何对付它们提出了一些建议。
　　与最初的版本(现称为A版)使用了两个二极管和音频变压器相比，B版只用了一个二极管和音频变压器。此外，还介绍了一种利用大电感线圈的改制高Q值、低电感线圈的新方法。最后，讨论了在使用更容易获得、成本更低的部件时，在波段高端会出现的微小性能牺牲。
B　　ENODYNE型调谐回路另外的有益之处是：(1)减少在BC波段频率高端调谐回路Q值或灵敏度的急剧下降。当调谐回路在整个BC波段仅使用单一电感值时这种情况经常出现的。(2)减少可变电容器的损耗引起的调谐回路Q值下降。这种情况在使用低成本的酚醛塑料绝缘元件时，如常见的365pF可变电容器(见文章#24中的图2、图3、图4和图5) 会出现。
　　文章#22和文章#26中的矿石机中使用了双电感值BENODYNE电路。在此，我们假设有两个电感器构成的BENODYNE (见文章#26中的“调谐回路电感器”)，在BC波段的低半端(520 - 943kHz)提供250uH的调谐回路电感，在高半端(0.943 - 1.71MHz)提供62.5uH的调谐回路电感。如果像通常那样在全BC波段使用较大的250uH电感，则在波段的最高端1.71MHz (条件A)时需要34.7pF的总调谐电容量。在BENODYNE电路中，BC波段的高半端使用62.5uH的电感器，在1.71 MHz时(条件B)需要139pF的总调谐电容。
　　之所以存在益处(1)，是因为与条件B相比，在条件A中，总调谐电容的大部分来自电感器的分布电容，而分布电容是典型的的低Q值电容。这导致在条件B下总电容的Q值比在条件A下的Q值高。
　　之所以存在效益(2)，是因为典型的365pF可变电容器与250uH调谐回路电感器一起使用时，在1.71MHz频率下的有效Q值约为500 (见文章#24中的图3)。而当电容量为139pF时，365pF可变电容的Q值超过1500 (见文章# 24中的图5)，这一高Q值导致在条件B下，BC波段高端的损耗减小，选择性提高。
　　在BC波段的高端，BENODYNE电路的另一个优点是能更好地抵御周围高损耗绝缘材料(如底板等)的Q值降低效应。
使用并联的大容量调谐电容能更好地“淹没”被引入的有损杂散电容。

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矿石机设计概述

• 设计方法是将调幅波段划分为几个子波段，力图保持恒定的选择性和较低的插入功率损耗。在设计中采用了我的Web索引页上各篇文章中描述的许多概念以及一些新概念。
• 第一步是将波段分为两半：低波段Lo (520 - 943kHz)和高波段Hi (943 - 1710kHz)，用两级分路调谐电感来切换波段。低波段使用250uH的调谐回路电感，高波段使用62.5的调谐回路电感。
• Lo波段又进一步分为两个子波段：LoLo (520 - 700kHz)和HiLo (700 - 943kHz)。Hi波段也进一步分为两个子波段：LoHi (943 - 1270kHz)和HiHi (1270 - 1710kHz)。谐振时在子波段的中心采用两种不同的工作电阻(在调谐电路顶部即Fig.5中A点测量的电阻)。对于LoLo和LoHi波段，阻抗等级为125kΩ；对于HiLo和HiHi波段，阻抗等级为250kΩ (不包括所用元件的损耗电阻)。这些电阻值由经过变换的天线射频电阻与二极管射频输入电阻(在A点)的并联组合构成。这两个电阻应相等，以便使设计带宽内的插入功率损耗达到最小。这意味着在A点，变换后的天线射频电阻和二极管射频电阻在LoLo和LoHi波段各为250k，在HiLo和HiHi波段各为500k。通过适当调整与天线串联的可变电容器（图 5 中的 C7），可在调谐回路顶部(A点)）实现两个不同的天线射频电阻值的转换。加载倒谐振回路的两个不同的二极管射频电阻值(在A点)，是通过将二极管接入调谐回路上的抽头来实现的，在HiLo和HiHi波段，抽头位于从接地点向上70%的匝数处。在LoLo和LoHi波段，调谐回路没有抽头，二极管连接到调谐回路的顶部。
• 二极管检波器的弱信号音频输出电阻和射频输入电阻大致相同，等于0.026 * n / Is。二极管检波器的强信号音频输出电阻约等于其信号源射频电阻的2倍。音频阻抗变换比的折中方案被用来优化弱信号和强信号二者的性能，从而最大限度地提高灵敏度和音量。
• 设计是可扩展的。使用价格较低但损耗可能较大的元件，可能会在波段高端的灵敏度和选择性方面造成一定损失。有关比原设计更容易获得且成本更低的零件，请参见本文的零件清单。通过改变C7和C8的比例，可以在灵敏度和选择性之间取得平衡。C7的电容量越小，选择性越高，灵敏度越低；反之，则选择性越低，灵敏度越高。
  

Fig.1 单调谐四波段矿石机，B版

矿石机的设计目标

• 在520至1710kHz的范围内，实现6 - 8kHz相对恒定的-3dB带宽，射频调谐电路中的射频功率损耗相对恒定，小于4dB。
• 为获得更高的选择性提供调整能力或者在需要时减少射频损耗。
• 为阻抗范围宽泛的外部天线-地线系统提供最佳性能。
• 提供一个简单易用的开关装置，用“标准”二极管与“测试”二极管作比较。
• 提供一种对调谐影响最小的音量控制器，控制范围为45dB，步长为15dB。之所以将这一点纳入设计中，是因为ABC和WOR (与我相距约10英里)这两个当地的50kW强台从我的SP耳机发出的声音非常大，令人不舒服。因此，需要一种降低音量的手段。这种减小音量的方法是将天线-地线电阻与调谐电路隔离，实际上提高了选择性。
• 介绍一种对我来说新的构建高Q值低电感值电感器的方法。
  

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一. 原理

　　Fig.2所示电路的频率响应曲线是简单的单调谐电路的频率响应曲线，可以认为是单调谐矿石机标称响应的代表。请考虑以下事实：

• 如果Lt和Ct没有损耗(Q值无限大)，当Rs等于Rl时，电路在谐振时的插入功率损耗为零，这称为“阻抗匹配”状况，信号源(Vs, Rs)的电阻值等于其负载电阻Rl。同样，负载电阻Rl看到的输入端电阻RS等于自身的电阻值。在实际情况中，Lt和Ct的损耗是有限的，这可以用在调谐电路上附加的旁路电阻Rt (图中未显示)来表示。现在(Vs, Rs)看到的输入电阻是Rt和Rl的并联组合，小于Rs。当调谐回路的Q值(Qt)为无限大时，信号源(Vs, Rs)所看到的阻抗匹配已被破坏。通过在信号源(Vs, Rs)与调谐回路之间放置阻抗变换装置，可以恢复阻抗匹配状态。在所要描述的矿石机中，适合设计目标的最高Q值，是能够在520 - 1710kHz调谐范围内，以约4dB的插入功率损耗获得约6 kHz的有载带宽的电感器Q值。
• 在Fig.2中，如果只用Lt进行调谐，而Ct保持不变，则带宽将是常数。但问题在于目前还不存在变化范围在约11 : 1的高Q值可变电感器，而这正是从520kHz调谐到1710kHz所需要的。另一方面，通过将Ct的值按11 : 1变化进行调谐也可以覆盖整个范围，但有两个缺点：(1) 从520kHz到1740kHz带宽将按1 : 11 的比例变化。在实际情况中，如果将低波段的带宽设置为6kHz，并试图通过在天线上串联一个电容器来缩小1710kHz的带宽，则插入功率损耗将会变得很大。
• 这里使用的折衷方案是一种线圈设计方案，可在两个差值为4 : 1的电感之间进行切换。大电感的设置用于低半波段，小电感的设置用于高半波段，调谐电容用于对每个波段进行调谐。这个设立两个电感的技术，使得低值电感的Q值远远高于相同直径但匝数较少的单线圈的Q值。这种技术使用两个紧密耦合并且在同一轴线上的线圈。用做大电感时，将两个线圈串联。用做小电感时，将两个线圈并联。小电感值是大电感值的1/4，在1MHz时的Q值大致相同。据我所知，这个方案的创新之处在于使用大电感线圈所用的全长导线，体积相同，但电感量却只有大电感线圈的1/4并且保持了相同的Q值。
• 高波段和低波段又分别细分为四个波段(LoLo、HiLo、LoHi和HiHi)。如果不这样做，我们将面临每个波段约1 : 3.3的带宽变化。整个波段几何地划分为520 - 700kHz (LoLo)、700 - 943kHz (HiLo)、943 - 1270kHz (LoHi)和1270 – 1710kHz (HiHi)四个子波段，每个子波段的带宽将会变化1 : 1.8。在HiHi波段和 LoHi波段之间也是同样的比例数。通过将调谐回路上天线和二极管的负载电阻提高两倍，使HiLo波段的带宽与LoLo波段相比高出两倍，从而使四个波段的每个波段中心的带宽彼此大致相等。对HiHi波段和LoHi波段也做相同的调整。
  

二. 关于四个波段每个波段中心的设计思路

　　Fig.3a显示了Terman的《Radio Engineer's Handbook》中描述的简化标准假天线电路，用于模拟调幅波段典型的室外开路天线-地线系统，图中R1 = 25Ω，C1 = 200pF，L1 = 20uH。有关如何测量天线-地线系统的电阻和电容的信息，请参阅文章#20。Fig.3a中的数值被用于这台矿石机的设计，R1主要代表接地系统的电阻，C1代表水平振子线和引线对地的电容，L1代表天线-地线系统的串联电感。R1、C1和L1的值被认为与频率无关，如果这些数值随频率有某种程度的变化，则可以调整图5中的C7和C8进行补偿。
　　天线-地线电路的电流源等效电路如Fig.3b所示。在实际情况中，Fig.3b中的C2与频率无关，R2的变化大致与频率成反比。因为L2的值很大，我们将忽略L2的影响，除非在接近天线-地线系统的初始谐振频率的时候。设计方法是将一个可变电容C3与天线电路串联(Fig.3a)，使天线-接地电路的阻抗转换为等效的并联RC(Fig.3b)，其R分量可通过改变C3的值进行调整，以遵循所期望的频率关系。这一设计的目标之一是使带宽与频率的关系尽可能恒定。如果同样使用电容调谐，就要求上述等效并联元件R2在每个子频带内随频率的平方成比例地变化(为了获得恒定的带宽，Q 值必须与频率成比例)。这一设计意欲在每个波段的中心实现这个目标，在波段边缘的性能接近这个目标。

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三. 单调谐矿石机

　　Fig.4中在C8上部的射频谐振电阻值是根据转换后的天线电阻值(在每个子波段的中心)设计：LoLo和 LoHi波段为 250kΩ，HiLo和HiHi波段为500 kΩ。由于二极管在HiLo和HiHi波段是接在0.7V电压抽头上，因此在谐振时的源电阻为：LoLo和LoHi波段为125kΩ，HiLo和HiHi波段为250kΩ：LoLo和LoHi波段为125kΩ，HiLo和HiHi波段为250kΩ。这些数字适用于调谐电路零损耗(Q值无限大)的纯理论状况。
　　在由恒定负载电阻加载的并联电容调谐矿石机中，带宽会随着频率的平方而变化。要理解其中的原因，请看下面这个例子：当由固定并联电阻加载的调谐电路的谐振频率提高时(通过降低电路的总调谐电容)，并联电抗就会成比例上升，从而引起电路的Q值成比例下降。但如果要保持带宽不变，就需要成比例提高Q值，这就是平方关系。
　　在实际情况中，我们面临两个问题：(1) 应该如何分配我们使用的有限Q值元件？(2) 在高信号电平(高于LSLCP)时，二极管给予调谐电路的射频负载约为音频负载电阻的1/2，而在低信号电平(低于LSLCP)时，二极管给予的射频负载约为 0.026 * n / Is Ω，这就需要做出妥协。

元件清单
所有元件都是为了在-3dB 射频带宽为6kHz时尽可能获得最佳灵敏度而选择的(电感器不使用利兹线的除外)。

• C1, C3：200pF NPO 瓷介电容器。
• C2：100 pF NPO瓷介电容器。
• C4, C6：270pF瓷介电容器。
• C5：18pF NPO 瓷介电容器。
• **C7, C8：12-475pF 单联可变电容器。如Radio Condenser公司制造的产品，他们的定片采用陶瓷绝缘，电极板镀银。购自Fair Radio Sales Co.，零件编号C123/URM25。也可以使用其他电容器，但其中一些用酚醛塑料做定片绝缘的电容器可能会导致调谐回路的Q值降低。可变电容器配有8 : 1比率的游标刻度盘，校准范围为0 - 100。这些可从Ocean State Electronics以及其他公司获得。C7加装了了绝缘联轴器，以消除人体电容效应。为了达到最高灵敏度，安装C7时必须尽量减少定片对地的杂散电容。有关C7安装托架的信息，请参阅第9部分。本设计中使用的可变电容器现在可能无法买到，大多数其他带有镀银电极板和陶瓷绝缘的电容器都可以胜任。
• C9：47pF瓷介电容器。
• C10：0.1 - 0.22uF电容器。
• C11：约1.0uF 无极性电容。当使用RCA、Western Electric或U. S. Instruments的600Ω串联听筒的Sound Powered耳机时，这是一个合适的电容值，最佳值则应当通过实验确定。如果使用300Ω的(600Ω听筒并联) Sound Powered耳机，则C11应为约4uF，并应使用不同的变压器配置。
• ** L1, L2, L3, L4：紧密耦合电感器用均匀间隔的18号特氟龙绝缘镀银实心导线绕制。使用这种导线只是为了获得0.010英吋厚的低损耗绝缘层，以确保不会出现“间距过密”的情况。L1为12圈，L2为8圈，L3为6圈，L4为14圈。线圈骨架由高强度苯乙烯制成，我使用的是Genova Products公司提供的部件#S40160，钻孔尺寸见Fig.6。Genova Products公司的网址为http://genovaproducts.com/factory.htm
• ** SW1, 2：DPDT通用滑动开关。
• **SW3, SW4, SW5, SW6： DPDT微型滑动开关，SWITCHCRAFT #56206L1，这种开关具有异常低的接触电阻和介质损耗，但价格昂贵。也可使用其他滑动开关，但可能会导致调谐回路的Q值略有下降。SW6用作SPDP开关，不要将两边的开关并联。
• T1, T2：音频变压器，CALRAD #45-700。可从Ocean State Electronics和其他公司购买。如果使用300Ω耳机，请参见表1后的第三段落。
• R3：1MΩ电位器，最好是对数型电位器。
• 底板：宽12英吋，深11 1/8英吋，厚 3/4英吋。
• 前面板由0.1英吋高强度苯乙烯制成，也可以使用其他材料。 我一直在寻找损耗最低、最实用的材料。
  

**为了降低成本，该元件可以被替换：同时会导致波段高端的性能略有下降(插入功率损耗增加约1.75dB，-3dB带宽增加1.5kHz)。在较低频率下，性能下降较少。

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• 对于C7和C8，许多分销商(如The Crystal Set Society和Antique Electronic Supply)出售的365 pF微型空气可变电容器可以替代指定的电容。
• 许多经销商(如Home Depot、Lowe's and Sears)提供的18号“Bell线”(直径0.040英吋)，可以用来代替指定的特氟龙绝缘线。这种乙烯基绝缘铜线在新泽西州以双股或三股绞合的形式出售，每英尺的价格分别为8美分和10美分，每股的成本低至3 1/3 美分/英尺。主要的麻烦是在使用前必须先将电线解开并拉直。我只用过白色的导线，但我想彩色导线同样也能使用(对于介电损耗)。从不同经销商处测得的导线外径从0.065英吋到0.079英吋不等。与特氟龙相比，乙烯基材料的介质损耗因数较高，这将导致灵敏度和选择性有所降低，在波段高端的降低幅度大于波段低端。但我不认为听众会注意到这种差异。
• Radio Shack 275-327B系列的微型DPDT开关或标准尺寸的Switchcraft 46206LR开关可以很好地替代指定的Switchcraft 56206L1，而且成本更低。关于与其他开关的比较，请参阅文章#24。就损耗而言，文章#24第2部分中显示的任何Rp超过4MΩ的开关都会正常工作。总的来说，开关的损耗对整体性能的影响非常小。
  

　　安装线圈时应使其轴线与前面板成30度角，如Fig.1所示。线圈骨架的中心距底板后边缘2 7/8英吋，距底板右边缘5 5/8英吋。如果有人想要如同文章#23所描述的那样，用两台B版单调谐四波段矿石机制作一台双调谐四波段矿石机，这些尺寸很重要，线路板的实际尺寸也很重要。
表1 – B版矿石机的开关功能

二极管
　　本设计针对使用n值为1.03、饱和电流Is约为82nA的二极管进行了优化。但这并不重要，使用其他二极管也能获得良好的效果。有关二极管的理性因子n、饱和电流Is以及如何测量的信息，请参见文章#0、#4和#16。如果有需要，并且有偏爱的二极管，可以使用文章#9所述的二极管偏置盒，通过施加直流偏置电压来改变Is的有效值。
　　一个合适的二极管是Agilent HBAT-5400肖特基二极管，其公布的参数显示Is为100nA。这是一种贴片元件，最初设计用于瞬态抑制目的。对许多HBAT-5400二极管的测量似乎表明，它们有两种类型。一种类型的测量值约为：n = 1.03，Is = 80nA。另一种类型好像是n约为1.16，Is约为150nA。两者都很好用，但前者效果最好。HBAT-5400采用了SOT-23封装，焊接到“冲浪板”上之后(如Capital Advanced Technologies (http://www.capitaladvanced.com)生产的、由Alltronics、Digi-Key和其他公司经销的冲浪板)，很容易连接到电路中。适合SOT-23封装使用的是#6103冲浪板，HBAT-5400还采用窄型 SO-323 封装，可焊接到330003冲浪板上。
　　Agilent HSMS-2860微波二极管(规范Is = 50nA)采用SO-323和SO-363封装，分别有单路或三路(三个独立的二极管)可供选择。三路二极管的Agilent编号为HSMS-286L，我发现在这台矿石机中，它的远程接收效果特别好。这是一个使用方便的部件，因为我们可以只用一个二极管(将未使用的二级管短路)，也可以将两个或三个二极管并联使用，这样就可以选择50nA、100nA 或150nA的额定饱和电流。我测试过的这种二极管的样品，测得每个二极管的电流约为35nA，而不是50nA，我不知道正常的制造偏差是多少。据我所知，这种二极管的唯一缺点是反向击穿电压较低，可能会导致失真和在非常响亮的电台上音量偏低。与大多数肖特基二极管一样，它的优点是反向漏电流远远小于锗二极管，这有助于提高极弱电台的音量和选择性。
　　Infineon生产的BAT62肖特基二极管有几种不同的小型贴片封装。单个BAT62的物理尺寸最大。公布的Is约为100nA，性能相当出色。请注意，BAT62的寄生串联电阻高达100Ω，但即使电阻值如此之高，也不会对矿石机的性能产生明显影响。
　　大多数锗二极管的饱和电流过高，无法获得最佳选择性，因此应采用反向偏置或冷却的方法以获得最佳性能。有关的详细信息，请参阅文章#17A。
　　可将不同类型的二极管连接到标有Diode #1和Diode #2的端子上，用SW6对其中的一个做选择。当选中一个二极管时，另一个二极管被短路。此功能可方便地将“测试”二极管的性能与“最喜欢的”二极管的性能进行比较。另一个用途是将最好的DX二极管放在一个位置，而将在高反向电压下具有极低反向漏电阻的二极管放在另一个位置，这将最大限度地提高强信号音量，减少音频失真。
　　对于这台矿石机，在Diode #1使用一个饱和电流相对较低的二极管，如将3或4个Agilent HSMS-2820或HSMS-2860二极管并联，以获得对弱信号的高选择性和高灵敏度；在Diode #2使用一个Agilent HBAT-5400或一个饱和电流较低的锗二极管，以获得对强信号的低失真和最大音量。这是一个不错的选择。如果想在任何矿石机中获得最佳的弱信号灵敏度，就不要将两个二极管串联使用。两个相同二极管串联使用的结果是模拟出一个等效的单二极管，它具有相同的Is，但n却是其中任一个的两倍，这会降低弱信号的灵敏度。

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电感器
　　单调谐矿石机的电感器由四个紧密耦合的电感器L1、L2、L3和L4组成。当SW3处于UP位时(用于低波段接收)，A点到地面的电感值为250uH (Fig.5)；当SW3处于DOWN位时(用于高波段接收)，电感值为62.5uH (Fig.6)。
　　通过使用文章#26所描述的“反绕”线圈绕制技术，可以在HI波段的高频端达到更高的调谐回路Q值，从而获得更好的性能。同时，可以将HI波段的线圈分布电容降至最低，而所用的绕组连接方式则可将LO波段的线圈分布电容降至最低。
音频阻抗变换
　　音频阻抗变换可以将二极管检波器的音频输出电阻转换为Sound Powered耳机(串联)的1.2kΩ音频阻抗。如果有人希望使用两个600Ω听筒并联的300Ω Sound Powered耳机，那么Fair Radio Sales的100k - 100Ω 变压器#T3/AM20是一个非常不错的低损耗变压器。在文章#5的Calrad图表第2行所示的两个Calrad变压器组合也是不错的选择。
　　C11与变压器的并联电感和Sound Powered耳机的电感一起构成了一个高通滤波器，希望能将截止频率降到300Hz。R3用于将二极管负载的直流电阻调整为耳机有效交流阻抗经过转换后的交流阻抗。C10是音频旁路电容器。
可变电容器C7和C8
　　在调谐电台时，两个可变电容器C7和C8的相互影响会很大。C7主要控制选择性，C8主要控制谐振频率。如果所使用的天线-地线系统的电阻大于25Ω，则C7的容量必须要小一些，以便在Fig.5中的A点保持适当的谐振电阻。如果天线-地线系统的电容大于200pF，则C7的容量必须低于200pF。
电容式衰减器
　　电容式衰减器由 SW1和SW2控制，用于音量和选择性地控制。设计的目的是，当所使用的天线-地线系统的等效电路与推荐用于测试广播波段无线电接收机的旧IRE简易假天线具有相同的参数时，可将调谐回路失谐降至最低，衰减器由一个200pF电容器、20uH电感器和一个25Ω电阻器串联而成。在520kHz和1710kHz时，电容器和电感器电抗之和的几何平均值为-605Ω。这是279pF (电容式衰减器的特征电容)电容器在943kHz (520 - 1710kHz的BC波段几何平均值)时的电抗。
　　电容式衰减器是针对指定的衰减值(15dB和30dB)设计的，利用了《Reference Data for Radio Engineers》一书中所示的500Ω π型电阻衰减器的元件参数表。15dB和30dB 电容式衰减器的电阻值被归一化为605Ω，然后计算电容式衰减器的电容值，使其在943kHz时的电抗等于相应的电容式衰减器(并联或串联的 电阻值。由于当电容式衰减器切换到电路中时，会将天线-地线系统电阻与调谐回路隔离开来，从而提高了选择性。这是一个很方便的功能，因为与通过减小C7和增大C8来提高选择性相比，所需要的重新调整更少。如果你的天线-地线系统等效电路的串联电容在943kHz时为200pF，则几乎不需要重新调谐。
　　如果你的天线-地线系统的等效L和C与此处使用的简化IRE假天线的等效L和C有很大差异，则可以对电容式衰减器中使用的电容值进行归一化处理，以匹配你的天线-地线系统。在文章#20中描述了测量天线-地线系统参数的方法。

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四. 调谐回路电感器的“环路效应”，以及在搜索DX时如何用来抑制本地强台。
　　人们可以利用调谐回路的信号拾取(环路效应)，通过绕垂直轴旋转矿石机来降低强电台的干扰，正确的角度一般会降低这种干扰。

五. 如何在灵敏度损失相对较小的情况下提高选择性

• 通过降低C7的容量和重新调整C8，可以提高选择性。如果电路中两个电容式衰减器均未在线，将一个衰减器切换到电路中会增加选择性(同时会降低音量)。
• 可以通过更换Is值低于HBAT-5400的二极管(如Agilent 5082-2835或HSMS-2820)来提高选择性。在Diode Bias端子上加直流偏置，可以对性能进行微调。文章#9中描述的二极管偏置盒在这里很有用。人们可以通过二极管的正向偏置来减少音频失真和降低选择性，也可以通过二极管的反向偏置来提高选择性，但代价是加大了音频失真。
• 在LoLo波段(520 - 700kHz)，通过将SW5置于DOWN位置，甚至将SW4也置于DOWN位置，与使用表1所示的设置时的性能相比，选择性会略有提高。
• 在HiLo波段(700 - 943kHz)，通过将SW4置于DOWN位置，与使用表1所示的设置时的性能相比，选择性会有提高。
• 在LoHi波段(943 - 1270kHz)，通过将SW5置于DOWN位置，与使用表1所示的设置时的性能相比，选择性会略有提高。
• 要提高HiHi波段的选择性只能用下述方法：使用低Is的二极管、减小C7或使用电容式衰减器(用SW1或SW2切换)。参见Fig.5。
• 采用双调谐电路可以大大提高选择性。参见文章#23。
  

　　请注意：通过改变开关位置来改变选择性时，一定要重新平衡 C7 和 C8 的相对设置。

六. 一个给在线性-平方律交换点工作的二极管检波器提供所需功率的电台到底有多响亮？
　　本系列中的许多文章都谈到了“线性-平方律交换点”(LSLCP), 请记住，LSLCP是二极管检波器系统直流输出电功率与射频输入功率关系图上的一个点，不是二极管直流电流与电压关系图上的点。当输入的信号使检波器在其LSLCP工作时，有两件事要说：(1) 适度增加信号功率就会使检波器进入线性工作区域。(2) 适度降低输入功率会使检波器更加接近平方律工作的区域，这时输入功率降低1dB，会使得输出功率降低2dB。有关更多关于LSLCP的信息，请参阅文章#15A。
　　如果在Diode Bias端子上的检波直流电压为53mV，使用饱和电流Is为82nA、理想因子n为1.03的二极管(如所选用的Agilent HBAT-5400)，且R3设置为325kΩ，则本文所述的矿石机是在其LSLCP工作。在LSLCP，二极管的检波电流等于其饱和电流的两倍，所得到的音量通常为中低音量，是易于收听的水平。

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七. 短波幽灵信号、背景宽带辐射噪声和杂散调频接收
　　事实上，所有单调谐矿石机都可被视为双调谐的(单调谐环路接收机除外)。第二个响应峰值来自天线-地线系统的等效电感与其看到的阻抗之间的谐振，在本例中为电容器C7和C8的串联组合。这个峰值通常出现在高于广播波段的频率上，当短波电台的频率接近峰值时，就有可能产生强烈的所谓“短波幽灵”信号干扰。如果降低天线-地线系统的电感，则“幽灵”频率的响应可以减弱一些，并移动到更高的频率。
　　可使用多根相间的导线做接地线，以减少电感。为了这个目的，我使用了一段300Ω的电视扁平电缆，并将两根导线并联。大直径导线或并联的带间隔多股线做天线振子，有助于降低天线电感(针对屋顶天线而言)。如果天线的引入线比接地线长，则应使用多个并联的带间隔导线来降低其电感(类似于使用“笼型”线)。
　　造成“幽灵”信号接收的另一个可能原因，是号称单调谐电路的频率响应在高于谐振频率时，并不会随着频率的升高而持续下降，而只是下降到一个相对平坦的波谷，然后再次上升到第二个波峰。如果不存在第二个波峰，主波峰以上的频率响应将单调下降(真正的单调谐作用)。在两个峰值之间存在一个相对平坦的响应波谷，如果在波谷范围内的频率上有几个强电台在广播，就有可能产生宽带辐射噪声干扰。这也是本地电台强大的原因，本地电台在所需的电台频率上“游荡”，即使转动调谐旋钮也会显得相对固定。频率响应在第二个波峰上以每倍频程12dB的速率下降, 这种电路的频率响应行为会产生一个有益的副作用，低于主谐振波峰的响应以每倍频程12dB的超快速率下降，而不是预计的6dB。
　　大幅消除“短波幽灵”信号和宽带辐射噪声接收的最有效方法是采用双调谐电路或使用陷波器。
　　如果矿石机的电路中出现了调频谐振，那么在本地调频电台附近就会出现由所谓的调频“斜率”检波引起的杂散调频接收。如果矿石机的接地接线做的不正确，杂散信号就会进入检波器。这里要做的是将所有射频和音频地线连接到一个点上，如Fig.5所示。有时给二极管并联一个22pF左右的小型瓷片旁路电容器会有所帮助。
　　另一种降低调频干扰的方法是在天线和(或)接地引线上串联一个绕在铁氧体磁珠上的“扼流圈”。为了不影响BC波段的正常接收，做成的铁氧体电感器应具有适当的Q值，在BC波段的电感要低，对调频频率还应呈现较高的串联电阻。适合绕制铁氧体扼流圈(引线上的磁珠)由Fair-Rite公司和其他公司制造。Mouser 提供的两种型号是#623-29441666671和#623-2961666671。使用扼流圈还有助于减少“短波幽灵”信号的接收。

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八. 矿石机的模拟和实际测量

  
Fig.7

　　Fig.7显示了LoLo波段中心的从天线源到二极管射频输入端的模拟频率响应。左侧方框中的红色图形和数字显示，插入功率损耗为2.4dB，-3dB带宽为6kHz，同时在4.4MHz 处出现由天线-地线系统电感引起的杂散响应峰值，杂散峰值的插入损耗为15dB，波谷中的损耗为40 dB。右侧方框中的图形和数字显示谐振时的输入反射损耗(阻抗匹配)为-12.2dB，输出反射损耗(未显示)也是同样的。

Fig.8

　　Fig.8显示了HiHi波段中心的从天线源到二极管射频输入端的模拟频率响应。左侧方框中的红色图形和数字显示，插入功率损耗为4.1dB，-3dB带宽为6kHz，同时在6.9MHz 处出现由天线-地线系统电感引起的杂散响应峰值，杂散峰值的插入损耗为20dB，波谷中的损耗为47 dB。右侧方框中的图形和数字显示谐振时的输入反射损耗(阻抗匹配)为-8.5dB，输出反射损耗(未显示)也是同样的。

表2 – 预计和测量的调谐回路Q值(天线和二极管断开连接)


九. 一种测量L/C谐振器空载Q值的方法

• 用5英尺长的同轴电缆将经过校准的精密频率射频信号发生器(我用的是Agilent数字合成信号发生器)的50Ω输出端连接到辐射测试环。测试环用22号乙烯基绝缘实心导线做成横截面直径为1/4英吋的线束，在直径为 2英吋的维生素药瓶上绕15圈，做成线圈后用几条捆扎带固定在一起。
• 确保所有电阻性负载都与调谐回路断开连接，移走线圈附近所有金属材料(尤其是铁质材料)。用电容将5MHz示波器的探头耦合导L/C调谐回路的热端，这种耦合必须是非常弱的耦合，方法是将示波器探头夹在线圈热端(或抽头)连接线的绝缘层上，或将探头放在非常靠近热端的位置。
• 将2英吋测试环与调谐线圈同轴放置，距离线圈的冷端(接地端)约6英吋。将信号发生器调谐到fo MHz，然后调整信号发生器输出、示波器灵敏度和调谐L/C回路，使得fo在示波器上显示的垂直刻度为7格。记下频率fo。
• 分别将发生器调谐到低于fo的频率fl和高于fo的频率fh，使示波器显示的垂直刻度为5格。这表示信号减少了约3dB。记下频率fl和fh。你可能会遇到一些嗡嗡声和噪音拾取问题，必须采取适当的应对措施来消除这些问题。通常情况下，在工作台面上放一块接地的铝板，对进行此类实验是非常有益的。
• 计算近似调谐回路空载Q值。Qa = fo / (fh - fl)，因为5/7不等于√0.5，所以用Qa除以1.02计算实际Q值。
• 尝试减小测试环和耦合电容，然后重复做测量和计算。如果Q值大致相同，则表明信号发生器的50Ω输出电阻和示波器负载对调谐回路的影响不大。
• 注意：使用Q表测量电感器的Q值时，通常的做法是将所有损耗都算作是电感器的损耗，包括电感器中的磁损耗及其分布电容中的耗散损耗。如果有Q表，我们一般会通过测量电感器来掌握调谐回路的Q值。我们假设所有影响测量Q值的损耗都是磁损耗，但并非如此，电感器分布电容的电介质也有损耗。实际上，我们测量的是一个具有特定Q值(在特定频率下)的电感器，它与线圈的分布电容并联。我们通常假设这种分布电容的Q值是无限大，但事实并不是这样。线圈骨架材料的电介质占线圈分布电容电介质的大部分，使用不同材料制作线圈骨架，是导致线圈Q值不同的控制因素。分布电容与调谐电容器并联，会对调谐回路在波段高端的整体Q值产生重要影响，因为在波段高端，可变电容器的容量较小。在波段低端，为了调谐到较低的频率，调谐电容器需要较大的电容量，因此在较低的频率下线圈骨架的绝缘材料变得不重要，因为它对分布电容量的贡献被调谐电容器较大的电容量所“淹没”。
  

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十. 有关调谐空载回路Q值的重要信息
　　应尽一切努力实现尽可能高的调谐回路空载Q值，以尽量减少所需的-3dB带宽(选择性)下的射频损耗，尤其是在使用较窄带宽时。如果所用的元件具有比指定值更大的介电损耗，则可能会导致更大的插入功率损耗和/或更宽的选择性。对损耗敏感的是：

• 线圈的Q值。有关调谐回路的Q值，请参见表2。
• 可变电容器C7、C8的定片绝缘。
• 可变电容器极板的集肤效应电阻损耗。镀银电容器极板的损耗最小，镀铜或镀镉极板的损耗较大，铝极板的损耗介于两者之间。电容器动片的接触电阻也会是个问题。
• 滑动开关 SW3、SW4、SW5和SW6 使用的塑料触点支座。
• 前面板的材质。
• 线圈骨架的材质。苯乙烯的介电损耗是PVC的1/10。高强度苯乙烯骨架可在Genova Products的零售店购买：http://genovaproducts.com/factory.htm，这些骨架被列为排水管接头。
• 必须尽量减少从任何射频热点通过木质底座到地面的电容耦合，因为电容耦合往往是有损耗的，会降低Lo波段和Hi波段高端的性能。为减少这些损耗，我采取了以下措施：(1) 用厚0.10英吋、宽0.5英吋、长1.5英吋的高强度苯乙烯条作为绝缘体，将C7安装在铝角支架上，然后将铝角支架用螺丝固定在底板上；(2) 将支架与地线相连。这样就将底板的损耗介质与C7的热端隔离开来。参见Fig.1。可以用陶瓷绝缘子代替苯乙烯条来安装C7。另一种方法是用低损耗介质材料做一个安装板，面积比C7所占的面积稍大一些，将C7装在安装板上。然后就在板上钻孔，用小托架或支座将组件安装到底板上。不要忘记将金属安装件接地。这些注意事项同样适用于任何靠近线圈热端、用于将线圈安装在底板上的金属支架，这些支架应当接地。
• 线圈的物理尺寸很重要。选择大尺寸线圈使得高Q值成为可能。Medhurst的工作使我们可以计算出用实心铜线绕制的圆筒形线圈的Q值，条件是：0.4 < do / t <0.8。do = 导线直径，t = 匝间距。如果遵循这一关系，对于给定的物理体积，当D = L 时将出现最大Q值，其中 D = 线圈直径，L = 线圈长度。Q 值与D (= L时)成正比，在测量大尺寸高Q值线圈的Q值时要非常注意。我偏爱的方法见上文第九部分。
  

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十一. 测量结果
表3 – 以kHz为单位的调谐频率与旋钮刻度的函数关系
C7和C8置于相同的刻度，且SW1和SW2分别设置为0dB和30dB。

　　在使用中，C7和C8通常设置为不同的值，以达到6 - 7kHz的设计带宽。不过，如果将它们设置为相同的值，就可以为每个波段制作频率校准表，如表3所示。粗体数字表示矿石机由标准天线-地线系统驱动时每个波段的大致频率。C7和C8有足够的额外电容量，可以使用阻抗与设计中所用的标准假天线有很大差异的天线-地线系统。
表4 – 在音频输出功率为-70dBW时，使用文章#11所述方法测量的射频带宽和插入功率损耗

　　表4中的数据显示了矿石机在射频信号驱动下的插入功率损耗。射频信号为调幅波，调制频率400Hz，调制度50%。请参阅文章#11，了解如何测量矿石机的插入功率损耗和带宽。对于每个读数，音频输出功率设置为-70dBW。矿石机的可用载波输入功率约为-60dBW，总可用边带功率约为-66dBW。音频输出功率是二极管检波器向音频负载提供的功率，不包括音频变压器中的损耗。如要考虑音频变压器的损耗，表4中的插入功率损耗应增加约1.0 - 1.5dB。音频变压器损耗之所以没有在测量中显示出来，是因为没有使用音频变压器(T1和T2)。将SW7置于UP位置，二极管检波器可直接提供高阻抗输出。在文章#14中描述的零损耗单向“理想变压器”模拟器被用来提供320kΩ到1200Ω的阻抗变换，接近于T1和T2在实际矿石机工作中提供的阻抗变换。
　　注意：上述功率电平下的二极管整流直流电压为0.51V。在此功率电平下，检波器的SPICE仿真显示二极管检波器的理论插入功率损耗为1.4dB。

文章#22 发布时间：2002-02-05；最新修订：2006-08-20
原文网址 https://kearman.com/bentongue/xtalset/22St4bXS/22St4bXS.html

capa

吐槽一下矿坛的坛标