我对检波反馈给信号源的阻抗的认识与测量实验

changwanren

            我对检波反馈给信号源的阻抗的认识与测量实验
      最近看到论坛中坛友讨论检波反馈给信号源的阻抗的话题，说说我对此问题的理解和实验。
检波对信号源的阻抗，可以用有效电压除以有效电流来求得，但手中的万用表能够测出的是平均电压和平均电流，所以采用数字示波器测量。
下图是实验电路图，信号源采用家庭电路的交流电。

  实测装置：


         一、        半波检波（也叫整流）实测数据如下：检波二极管连接的负载电阻4.7K

        信号源电压11.17V，半波检波后的有效值电压为7.24V，计算一下在负载电阻上消耗的功率之比是11.17^2：7.24^2=2.38:1
结论：半波检波若不加滤波电容，负载功率降低了2.38倍，在信号源电压不变的条件下，他的电流降低了2.38倍，反馈给信号源的阻抗要增大2.38倍，4.7K×2.38=11.18K。
从理论上讲，检波不加滤波，负载阻抗应该增大2倍才对，因为半周导通消耗功率是原来的一半。电压的有效值应该是根号2分之一倍，即1：0.707伏，11.17×0.707=7.89伏，将7.24伏加上二极管的电压0.6伏，为7.84伏，还是很接近的。
     二、半波检波加滤波电容
理论上半波整流加滤波电容，反馈给信号源的阻抗的极限值是检波负载的二分之一，即4.7k/2=2.35K。但实际达不到理论的极限值，原因是通过滤波电容储能后，根本无法保证滤波后的直流电压始终是信号源的峰值电压。
看下面的实验数据

  经检波滤波后的有效值电压为14.46V，电阻上消耗功率之比是
  11.16^2:14.46^2=1:1.68，信号源电压不变，滤波后功率增大1.68倍，有效电流增大1.68倍，反馈给信号源的阻抗减小1.68倍，即4.7K/1.68=2.8K
  若理论上检波后经过滤波的直流电压是信号源的峰值电压，1.414×1.414=1.999，功率变大1.999倍，这只是理论上的极限电压，实际办不到。
      三、倍压检波不滤波见下图：

    检波后的有效电压是17.929，电阻上消耗功率之比是
  11.21^2:17.9^2=1:2.56，信号源电压不变，滤波后功率增大2.56倍，有效电流增大2.56倍，反馈给信号源的阻抗减小2.56倍，即4.7K/2.56=1.83K

四、倍压检波加滤波
实测见下图

       检波后的有效电压是29.12，电阻上消耗功率之比是11.25^2:29.12^2=1:2.56，信号源电压不变，滤波后功率增大6.7倍，有效电流增大6.7倍，反馈给信号源的阻抗减小6.7倍，即4.7K/6.7=0.701K
      理论上倍压检波加滤波，检波的极限电压有效值能够达到峰峰是电压，即2.828倍，2.828×2.828=7.997倍。
     此实验是在信号源内阻很小，有效值电压11伏条件下测得。对实际检波电路，小信号检波，信号源内阻和检波二极管电压降和二极管的电阻对检波反馈给信号源的阻抗的影响非常大，实际反馈给信号源的阻抗会与大信号理论计算的极限值相差甚远。只是一种探讨而已。

zzfjct

changwanren 发表于 2024-5-22 19:49
47k是检波负载电阻，信号源的输出的有效值电压是599mV,大于0.5伏，所以是大信号检波。信号源与中周通过 ...

3P电容可视为信号源内阻，465KHz时的容抗约114K，达不到远大于负载电阻47K的要求，还是用4.7K测试更合理。
信号源内阻足够大是模拟恒流源，小信号放大器都是恒流源。大于0.5v为大信号检波是针对晶体管低阻抗电路而言，高阻抗检波输入电压肯定大于0.5v。
47K的负载阻抗远大于晶体管检波负载，远小于电子管检波负载，测试条件没有可比性，难以认可测试的合理性。

zzfjct

检波二极管的内阻可以这样求出？
将负载电阻R和负载电压uo换算为负载电流，即Id=uo/R=0.674v/4.7k≈0.143ma，
Rb=26/Id=26/0.143≈182Ω，加上rbb约几十Ω也就200多吧。
相差10倍以上就可以认为远大于或远小于。

zzfjct

changwanren 发表于 2024-5-23 14:37
下图粉色曲线是3p耦合，红色曲线是100K电阻耦合
  3p的电容也可以视为负载，具有电感和电容的负载 ...

基本符合预期。
在高频电路中，电阻带感性，实际阻抗大于电阻值。
小容量电容的误差较大。电容耦合双调谐劣于电感耦合双调谐的原因之一就是电容误差大，耦合误差大。
3P电容对信号源可以看作负载的一部分，对检波电路可以看作内阻。电容电感串联阻抗是矢量和，但这里没有电感，中频变压器初级阻抗是反射阻抗，不是感抗。

zzfjct

实验结论具有参考价值！
常用电路都是检波（整流）带滤波电容的形式。
晶体管收音机电路中，由于小信号放大器具有高内阻恒流源特性，全波（非倍压）整流增加一倍负载电流是可能的，倍压检波增加数倍电流则不可能，等效负载阻抗也不会大幅下降。

changwanren

      对于反馈给信号源的阻抗，不但是检波后的负载电阻反馈给信号源，还要加上检波二极管的输入阻抗。对于信号源输出有效电压小于200毫伏的检波电路，检波二极管的输入阻抗有可能比检波后的负载电阻要大，这要看跟检波二极管所加的正向偏压。
    下面是倍压检波的测量数据，检波二极管链接的电阻4.7K，滤波电容10n，储能电容200p.测试频率1000KHz，没加正向偏置电压。
     测得结果如下：输入有效值电压50mV,输出有效值电压3.9mV.
                          输入有效值电压100mV,输出有效值电压36mV.
                          输入有效值电压150mV,输出有效值电压78mV.
      下面计算一下当给检波输入150mV.反馈给信号源的阻抗
             计算电流：78mV/4.7K=16.6uA
             计算反馈给信号源的电阻：150mV/16.6uA=9.04KΩ

zzfjct

changwanren 发表于 2024-5-21 09:54
对于反馈给信号源的阻抗，不但是检波后的负载电阻反馈给信号源，还要加上检波二极管的输入阻抗。对于 ...

非常合理！
输入电压越高，二极管内阻越小，等效负载阻抗越小。9.04K基本等于负载电阻4.7K加二极管正向电阻值。
基本符合本人预判的倍压检波等效负载阻抗等同负载电阻的推论。
有一点需要说明，9.04K是检波前级的负载阻抗，4.7K是检波负载阻抗，差一个二极管正向电阻。

changwanren

   扫频仪下我手中较古老的商品单管机扼流圈，自谐振频率的幅频曲线的峰值点是1000KHz，给扼流圈并联一只9.4K电阻，整个中波幅频特性的不均匀度小于3分贝
    下图是与扼流圈并联一只9.4K的幅频曲线。

    下图是扼流圈空载幅频曲线

    测量装置

changwanren

单管机的扼流圈不只是他的电感是2mH左右，他的分布电容最好能自谐振在1000KHz左右，此扼流圈采用的是分房绕法，测量电感是2.2mH.

changwanren

    通过实际测量和阅读相关资料，晶体管收音机一般达不到反馈给信号源的阻抗是检波负载电阻的1/2.
    实际测量1：

    信号源有效电压635mA，检波输出有效电压543mV,  543/635=0.855,达到0.855已经很理想了，此时反馈给信号源的阻抗依然大于检波负载电阻。

   测量2：

   信号源有效电压674mA，检波输出有效电压752mV, 经计算反馈给信号源的阻抗是检波负载电阻的大约1/1.25，算不算约等于1/2
   通过阅读相关资料，得知所说大信号检波，信号源的输出有效值电压要大于0.5伏，此测量已经满足要求。
  资料1

   进一步学习，还有一个条件：必须检波负载电阻比检波二极管的输入阻抗远大于1，gd是检波二极管输入阻抗的倒数，如：检波负载电阻4.7K，检波二极管的输入阻抗100，4700/100=47倍，是否可认为远大于1，况且检波二极管的输入阻抗为100，不太好做到，有可能二极管的rbb都有100欧姆。但还有一个办法，加大检波二极管的负载电阻。测量2就是加大检波二极管的负载电阻实现的。
资料2

这里对检波吸收的信号源功率是信号源电压的平方除以2倍的负载阻抗没能理解。从表格中可以看到，导通角大约小于55度，反馈给信号源的阻抗就小于检波负载电阻。
   

changwanren

zzfjct 发表于 2024-5-21 20:51
检波二极管的内阻可以这样求出？
将负载电阻R和负载电压uo换算为负载电流，即Id=uo/R=0.674v/4.7k≈0.143m ...

   上述的测量加计算通过与资料的计算比较，发现上面的计算方法有错误。
   测量的数据通过计算于资料表格数据比较结果：
   测量数据见下图：

  检波负载电阻是47K滤波电容10n
一、测量计算：
  有效电流647mV/47K=0.01377mA
  反馈给信号源的阻抗 599.4mV/0.01377 mA =43.53K
  检波二极管输入阻抗 26/0.01377=1.888K,再加上基区电阻200欧姆，输入阻抗为2.088K
  检波负载电阻反馈给信号源阻抗为43.53K-2.088K=41.44K
  减小倍数 41.44K/47K=1/1.1342
二、对比资料表格计算：
   导通角计算
     从图像数据查得一个信号周期时间22个小格，导通时间是约是5个小格
一个周期的角度是360度，5个小格的度数是81.81度，导通角是81.81/2=40.9度，查找表格，跟40度接近。

  导通角40度的Kd是0.766
   对比一下测量 Kd =检波后直流电压/峰值电压
599.38×1.414=847.5
       Kd =647.25/847.5=0.7637
很接近。导通角比较精密的计算COSω=0.7637  ω=40.2


对比一下反馈给信号源的阻抗倍数
     1/1.45=0.686
反馈给信号源的阻抗为47/1.45=32.4K ，与计算的41.44K相差太远，看来计算有问题，错误原因应该是检波负载的电流代替不了信号源的等效输出电流。
采用资料的下述公式计算与表格中的数据完全吻合，看来只要测出检波的导通角，就能计算出检波等效负载阻抗。


其实资料中的反馈给信号源的阻抗计算，已经包含了检波二极管的输入阻抗。
换一个角度思考，用能量的损耗判断，检波负载的能量损耗加上检波二极管的能量损耗，导致总能量损耗增大，使信号源的负载阻抗进一步减小。
首先计算一下负载电阻的损耗，信号源的输出电压599mV,通过滤波直流电压升高到647mV，由于电压的升高，在负载电阻上的消耗升高1.167倍，47K的负载电阻反馈给信号源相当47K/1.167=40.27K.在算上检波二极管上的能量损耗,负载阻抗一定小于40.27K。
   换一种方法测量：采用扫频幅频曲线的方法，测出中周不检波时和检波时的通频带，算出Q值和损耗阻抗。
   中周配振电容510p，总匝数100匝，50匝处抽头，不带检波时测得通频带7.8K。带检波时通频带5.3K,最后计算出检波反馈给信号源阻抗是31.3K.基本吻合
   终于找到了测量检波反馈阻抗的简捷办法，就是通过示波器测出信号源峰值电压和检波后的直流电压，求出检波二极管的导通角，就能算出等效阻抗。

zzfjct

信号源的内阻是多少？
负载阻抗应该远小于信号源内阻，47K是否太大相当于小信号检波了。

changwanren

zzfjct 发表于 2024-5-22 19:07
信号源的内阻是多少？
负载阻抗应该远小于信号源内阻，47K是否太大相当于小信号检波了。

  47k是检波负载电阻，信号源的输出的有效值电压是599mV,大于0.5伏，所以是大信号检波。信号源与中周通过3p电容耦合。

w6955

changwanren 发表于 2024-5-22 17:51
上述的测量加计算通过与资料的计算比较，发现上面的计算方法有错误。
   测量的数据通过计算于资料 ...

哪有那末复杂，毫伏表测出输入电压以及剑波输出电压，根据输出负载一算就出来了，肯定远小于输出部分的负载阻抗值。

changwanren

zzfjct 发表于 2024-5-22 21:53
3P电容可视为信号源内阻，465KHz时的容抗约114K，达不到远大于负载电阻47K的要求，还是用4.7K测试更合 ...

      电容的容抗不能视为信号源内阻，耦合电容的大小，影响耦合系数，对于连接在中周热端的临界耦合只有几p到十几p，就达到了传输系数为1，大信号检波是指输入给检波管的有效电压大于0.5伏，不考虑信号源内阻。反馈给信号源的阻抗的大小决定检波二极管的导通角，导通角的大小只决定于检波的负载电阻和二极管的输入阻抗之比。二极管的输入阻抗我们不好改变，增大二极管的负载电阻来使导通角变小，所以采用47K负载，没有什么不合适，检波负载电阻采用4.7K更合适，只是在实际使用中，要兼顾音频三极管的输入阻抗。
     为什么耦合电容选的很小，宁可传输系数小于1，目的是尽量的提高中周不连接检波时的Q值。
    信号源的输出功率足够用，在输出有效值电压2伏的条件下，可输出50毫安的电流。
说明一下：耦合电容3p是为了测量中周谐振幅频曲线而使用的，测量检波二极管的输入电压和检波输出电压时，信号源直接中周初级抽头，检波二极管链接中周次级，次级匝数25匝。因为测量检波二极管输入电压时，采用3p耦合，给检波二极管的电压达不到大于0.5伏。

zzfjct

不同的条件会导致不同的后果，不同的理解也会导致不同的认识，就像当初天线线圈是串联谐振还是并联谐振的争议一样。
就像不认为3P电容相当于114K电源内阻，你串个114K电阻测下不就清楚了。