翻译 Mr. Ben H. Tongue 的文章#11

BG1TRP

测量矿石机灵敏度(插入功率损耗)、选择性和输入/输出阻抗的过程

内容速览
　　本文介绍了一种量化矿石机特性的装置和过程。 矿石机特性是指：(1)插入功率损耗、(2)选择性、(3)射频输入阻抗匹配、(4)音频输出电阻。
　　首先表示感谢：本文的灵感来自Charlie Lauter于1999年9月15日发表的一个文件，他率先提出了测量灵敏度和选择性的完整过程，但我想要一个更通用的方法。以下就是我的方法：
本文中使用的定义和缩略语
abs                绝对值(将表达式取正值)
AMCS        用于测量矿石机插入功率损耗和选择性的装置
CSUT        被测矿石机
D                射频包络线峰-峰电压与谷-谷电压之差
DUT                被测装置
Eo_pp        峰-峰检波输出电压
FLVORA        固定损耗输出电阻可变衰减器
ILCS                理想的无损耗矿石机
IM                阻抗匹配
IPL                插入功率损 (单位dB)
Is                二极管饱和电流 (关于该术语的解释见文章#1)
MAP                最大可用功率 (单位W)
MASP        最大可用边带功率 (单位W)
n                二极管理想因子 (关于该术语的解释见文章#1)
p-p                峰-峰值
Po                检波器输出功率 (单位W)
sqrt                平方根
RL                检波器负载电阻器
Ro                检波器内输出电阻
S-3                选择性曲线3dB之下两点之间的频率差
S_20                选择性曲线20dB之下两点之间的频率差
S11                电压发射系数
Suffix        测量IPL时用的后缀标签 (见图3前面地内容)
SF                矩形系数 (20dB与3dB的带宽比)
SG                信号发生器
SPHP                Sound-Powered耳机.
SPICE        用于仿真电路物理运行的计算机程序。
Vs                射频电压源
VSWR        电压驻波比.
　　本文分为六部份，第一节介绍IPL (插入功率损耗)的测量方法；第二节给出了理论推导；第三节展示了一种测量选择性的方法；第四节介绍如何测量CSUT (被测矿石机)的输入阻抗匹配；第五节介绍测量矿石机输出阻抗的方法；第六节就如何提高矿石机的性能提出了一些意见和建议。
　　定义：矿石机的IPL可以粗略地定义为：10 * [(供给输出负载的音频功率) / (来自天线的最大可用射频边带功率)]。下面是IPL的更为严格的定义：矿石机的功能是转换(解调)天线-地线系统接收到的调制射频信号边带功率，并将尽可能多的功率作为音频输出功率输送到输出负载。
　　要知道，调制在载波上并由天线-地线系统接收的所有信号信息都存在于该信号边带所携带的功率中，射频载波中没有信号信息。
　　插入损耗法假定具有特定内部阻抗的电压源通过“被测装置”(DUT)与负载电阻相连，我们可以说被测装置被“插入”到电压源和负载之间。
　　首先，研究将理想无损耗矿石机(ILCS)作为DUT插入、调谐到信号并调整到最大输出时会发生什么情况。ILCS连接在信号源和负载电阻(Rl)之间，负载电阻代表所用耳机的平均阻抗。ILCS与信号源和输出负载之间都呈现完全的阻抗匹配，没有内部功率损耗。ILCS会将调制信号源中的最大可用边带功率(MASP)转换为输出负载上有用的音频功率。当ILCS作为DUT插入时，功率损耗为零。
　　其次，研究将真实的矿石机作为DUT插入时会发生什么情况。这个矿石机可能无法与信号源实现完全的阻抗匹配，也无法与输出音频负载实现完全的匹配，因此会产生失配损耗。矿石机还会有一些内部功率损耗，其输出音频功率将小于ILCS的输出功率。CSUT的IPL为IPL = 10 * log ((CSUT的输出功率) / (ILCS的输出功率)) 单位dB。
　　现在简单解释一下MAP (最大可用功率)的概念，并更详细地了解一下在本文中插入功率损耗(IPL)的概念。
最大可用功率 (MAP)
　　假设任何功率源都可以表示为电压源(Vs)，其内部阻抗为Zs = Rs + jXs。见图1。假设Zs的电抗分量(Xs)已被调除了，矿石机的调谐器应当产生一个电抗值为 -Xs的串联电抗来做到这一点。Vs及其内部串联电阻Rs可以给任何负载提供最大功率，能实现最大功率传输的负载(Rl)值就是Rs自身的值，这就是所谓的阻抗匹配状态。与Rs的值相比，任何其他值的Rl从信号源吸收的功率都要小。

图1 功率源和负载

　　下面介绍如何根据Vs-Rs组合计算MAP。如上所述，如果Rl = Rs，则输出功率最大。这意味着Vs的总负载是Rs + Rl = 2 * Rs的串联组合。由于电阻器上的功率可以计算为(V ^ 2) / R，因此在两个电阻器上耗散的总功率为(Vs ^ 2) / (2 * Rs)。由于一半的功率耗散在Rs中(还有损耗)，一半的功率耗散在Rl中，因此可输送到Rl的最大功率为：(Vs ^ 2) / (2 * Rs) / 2 = (Vs ^ 2) / (4 * Rs)。在后文中我们将使用这种关系。
请注意，Vs ^ 2表示Vs的平方，4 * Rs表示Rs的4倍。如果Vs以峰值或峰-峰值为单位表示，则必须使用校正系数。
当输入信号是由正弦波调制的射频载波时IPL的定义
　　输入功率：在射频载波上进行幅度调制的音频信息仅包含在所谓的边带中。如果音频调制波形是单一的正弦波，则边带更适合称为边频，在本文这里就是这种状况。
　　用正弦波调幅，调制器会产生两个边频，一个频率高于载波频率，一个频率低于载波频率。两个边频与载波频率的间隔等于调制频率。这两个边频携带信号中的所有信息，射频载波不携带任何信息。当我们在矿石机机上接收信号时，想要捕获的正是这种边带功率，并且将边带功率转换为耳机中的音频功率。载波仅仅充当边带的“携带者”，并且产生直流二极管电流和负载的直流电阻分量上的直流电压。
　　输出功率和IPL：假设MASP为Pa (单位W)的射频源连接到CSUT，CSUT为负载电阻器馈电。信号源的内部射频阻抗为Za (单位Ω)，负载的阻抗为Rl。CSUT具有所需的选择性，经过调谐和调整，为负载提供最大的音频功率。
　　将输出功率定义为Po。现在设想用ILCS代替CSUT，ILCS能提供与信号源完全匹配的阻抗，并且与负载完全匹配。由于没有损耗，ILCS的输出功率Po将等于Pa。这个理想的矿石机将作为把全部MASP转换为音频功率的装置。CSUT的输出功率与ILCS的输出功率之比为Po / Pa，这个比率就是CSUT的IPL, 用dB表示。IPL = 10 * log (Po / Pa) 单位dB。负载电阻器的阻值应等于CSUT所要使用的耳机的平均阻抗。请参阅文章#2，以了解如何测量耳机阻抗。

第一节 IPL的测量方法
　　所需的测试设备如下：

• 一部射频信号发生器(SG)，频率范围530～1700kHz，能够进行高达50%的线性幅度调制。信号发生器可以是现代函数发生器，也可以是传统的射频信号发生器，只要射频波形的谐波含量较低即可。信号发生器的输出电阻应为50Ω。
• 一台平坦度响应至少为1.7MHz示波器，精确校准的垂直灵敏度为每格0.002V或更高。输入电阻假定为1MΩ。输入电容(包括连接电缆的电容)假定为约175pF。
• 一个名为AMCS的特制衰减器和阻抗调节器。
  

　　信号源被建模为一个电压源Ea，带有串联的内部阻抗元件Ra、La和Ca，见图3。Ra、La和Ca组件所具有的阻抗特意与美国用于AM接收的普通天线相同。这些组件被称为“哑天线”，指定用于调幅接收机的标准化测试。该标准载于《无线电接收机标准》，无线电工程师学会(IEEE的前身)，纽约，1938年。
　　假定通过调谐CSUT获得最大输出音量，就能为天线提供最佳共轭阻抗匹配。简单地说，为获得最大音量而进行的调整就是将Zi的电阻分量调整到尽可能接近25Ω，并且将Zi的电抗分量调整到尽可能接近La和Ca串联电抗的负值。这种环境能使最多的信号功率从天线传输到CSUT。
　　接下来的测试过程是通过哑天线向CSUT输入端施加调制射频电压(Ea)，然后测量提供给输出负载的音频输出功率(Po)。CSUT的IPL计算公式为IPL = 10 * log (Po / (Ea边带中的MAP))。

图2测量矿石机插入功率损耗、选择性和输入阻抗时使用的仪器(AMCS)

　　我们将在SG和CSUT之间使用一个特制衰减器箱，并称其为AMCS。请看图2，AMCS有一个3dB和一个20dB衰减器，用于测量选择性。AMCS还有一个附加的10dB衰减器，可在需要额外衰减时使用。当测试点P1的电压Ea低到难以读取时，也可以使用20dB衰减器来确定电压Ea。串联的45.0Ω电阻器和两个并联的11.1Ω电阻器组成了一个“最小损耗阻抗变换衰减器”，输入电阻设计为50Ω。
　　AMCS的衰减设置为：当Sw1、Sw2和Sw3在0dB挡位时，测试点Pi的电压与P1的电压比为10:1。馈入哑天线和矿石机串联组合的源电阻为5.25Ω。使用两个11.1Ω的电阻器代替一个5.55Ω的电阻器，是因为10Ω以下的电阻器可能很难找到，同时也最大限度地减少了引线电感。如果45.0Ω和11.1Ω电阻器的阻值保持在+/- 4%的范围内，衰减精度将在标称值的+/-0.33dB范围内。针对保持+/- 0.33 dB的衰减精度，其余衰减器的电阻器精度公差为：3dB-10%、10dB-4%和20dB-2.5%。
　　CSUT的负载必须用一个阻值等于矿石机所用耳机的有效阻抗的电阻器(R1)。我们可以通过制作和使用文章#2所描述的FLVORA来确定耳机的阻抗，也可以按耳机直流电阻的5倍或6倍估算。
测量矿石机IPL的步骤如下：
(1)        将SG****连接到AMCS，并设置测试频率，例如设置为1.0MHz。打开正弦波调制功能，调制频率调整到1000Hz****，调制度调整到50%****(当Ea_pp是Ea_vv的三倍时，调制度为50%)。
(2)        将AMCS连接至CSUT的天线和地线端子。将示波器接到Rl上，并将灵敏度设置为2mV/div。
(3)        将SG设置为高射频输出，调谐CSUT使示波器****上1000Hz正弦波的图形达到最大。根据需要降低SG的输出，使示波器上的图形保持在标尺刻度上****。再次设置SG，使示波器上的图形为4mVp-p。
(4)        将示波器连接到P1点，测量并记录P1点的Ea_pp和Ea_vv。
****

• 有的射频信号发生器在输出中的谐波失真太大，如要通过此过程获得准确的结果，就需要一个简单的谐波滤波器来净化输出。如果射频波形看起来像是相当不错的正弦波，那就没问题。
• 之所以选择1000Hz而不是通常指定的400Hz，是因为大多数高性能矿石机都使用音频变压器来驱动耳机，在400Hz时，大多数变压器的阻抗远远低于在300Hz～3,300Hz时的平均值。此外，变压器在400Hz的损耗和失真通常大于1000Hz。
• 通常规定的调制度为30%。我建议用50%。这样输出电压更大，低信号电平测量也更容易。
• 该测试过程在多个输入衰减器挡位以及1000Hz(音频)和1.0MHz(射频)频率下使用一个示波器，这取决于从各个开关挡位之间以及从1.0 kHz到1.0 Mhz的校准精度。在这方面我有体会，我的示波器已经有21年历史了，垂直衰减器中的频率响应平坦度微调已经漂移。这并不影响低频时的精度，但在1.0Mhz 时会产生误差。检查这个问题的最佳方法是使用高质量、上升时间快的方波发生器，检查100kHz方波上升沿的拐角是否干净。另一个选择是使用正弦波函数发生器，众所周知，函数发生器的输出在各种频率下都是固定的。如果函数发生器的输出可以达到10Mhz以上，那么从1.0kHz到1.0Mhz的输出电平很可能是固定的。
• 在测量输出波形时，可能会在示波器屏幕上发现过多的噪声、杂波和射频载波，这可能是由变压器初级绕组热端和次级绕组热端之间的电容耦合造成的。我用了一个非常简单的低通滤波器来消除这种杂波。要做这个滤波器，请将一个100kΩ的电阻器串联在示波器输入电缆上，连接点要非常靠近变压器输出端。假设在使用X1探头时，示波器的输入电阻为1MΩ (需要检查一下！)，并联输入电容为175pF (这是我的 Tektronix T922型示波器的数值)。在1000Hz时，串入的100kΩ电阻器和探头的输入阻抗所构成的分压器会导致示波器读数比CSUT的实际输出低0.87dB。在1.0MHz时的衰减为41dB。要保留较短的引线，以尽量减少60Hz交流声的拾取。100k电阻器只有在测量1000 Hz输出时使用，在测量输入端的射频波时不要使用。计算IPL时，要依据0.87dB的差额修正计算结果(用0.9dB)。
• 输出的正弦波可能看起来有失真。这也许是来自信号发生器中的调制失真，或者是在CSUT中产生的失真。信号发生器的失真在这里并不十分重要，CSUT中产生的失真可能是因为串联在音频变压器初级(如果使用了变压器)的并联RC中电阻不正确造成的。请去验证，用电位器代替电阻器，调整电位器使失真最小。顺便说一下，这是找到电阻器正确值的最佳方法。参见文章#1。
  

　　以下是将要使用的标识符的约定：CSUT输入端的电压始终以Ea开始。输出端的电压以Eo开始。fo = 载波频率，fmod = 调制频率，pp = 峰-峰值，vv = 谷-谷值，car = 载波，dc = 直流，sf = 边频，carpp = 载波峰峰值，1sfpp = 一个边频的峰-峰值，1sf = 一个边频，2sf = 两个边频。

图3天线、矿石机和输出负载的等效电路

　　任何矿石机的IPL都取决于其工作时的输出功率电平。在输出电平非常低的情况下(信号用灵敏的耳机勉强可读)，输入功率每降低6dB，IPL就会增加约6dB，结果是输出功率降低了12dB。当出现这种情况时，二极管检波器被认为是在“平方律检波区域”工作。由于这种效应，建议在分析矿石机的特性时，要在多个音频输出功率电平下测量IPL，例如在-80 dBw和-110dBw。

第二节 IPL的推导
　　图3显示了频率为fo的调幅载波的包络线，由频率为fmod的正弦波调制，调制度为50%。这种调制方式会产生两个边频，一个高于fo，一个低于fo，与载波频率相隔fmod。如果没有边频的存在，Ea_pp将等于Ea_vv，调制包络线将是直线。在有一定调制存在的情况下，包络线总体波动的一半由一个边频所致，另一半由另一个边频所致。振幅各为Ea_sfpp的两个边频加到振幅为Ea_carpp的载波上，会使调制包络线的最大值达到Ea_pp = Ea_carpp + 2 * (Ea_1sfpp)，包络线的最小值为Ea_vv = Ea_carpp - (2 * (Ea_1sfpp))。
　　设：D = (Ea_pp) - (Ea_vv) = 4 * (Ea_1sfpp)，整理得Ea_1sfpp = D/4。我们可以计算出一个边频的MAP，即MAP_1sf = ((Ea_1sfpp / (2 * √(2 ))) ^ 2) / (4 * Ra)。式中第一个“2”将Ea_1sfpp的值改为峰值，“√(2 )”将峰值改为有效值，等式重新排列为MAP_1sf = ((Ea_1sfpp) ^ 2) / (32 * Ra)，两个边频的总功率是一个边频的两倍，即：MAP_2sf = ((Ea_ 1sfpp) ^ 2) / (16 * Ra)。现在代入Ea_1sfpp = D/4，我们得到MAP_2sf = (D ^ 2) / (256 * Ra)。
　　图3所示的输出波形是正弦波，交流电压为Eo_pp，直流电压为Eo_dc。提供给输出负载Rl的音频功率是：Po = ((Eo_pp / (2 * √(2 ))) ^ 2) / Rl。与前面一样，需要使用“2”和“√(2 )”将Eo_pp从峰-峰值改为有效值。简化后，Po = ((Eo_pp) ^ 2) / 8 * Rl。由于IPL = 10*log (Po/MAP_2sf)，我们就可以得出大家一直期待的最终结果，它就是插入功率损失 = IPL = 10 * log {32 * Ra * [(Eo_pp / D) ^ 2] / Rl}。
　　使用这个方法需要注意的是：假定音频变压器的音频带宽以及射频调谐回路-3dB带宽的一半，是建议的1000Hz调制频率带宽的三倍或更大。如果调制频率是3000Hz，误差约为0.6dB。如果上述任一带宽太小，可使用较低的调制频率，如400Hz。
　　从AMCS到CSUT的射频载波的MAP为：((Ea_pp + Ea_vv) ^ 2) / (3200) 单位W。

第三节 选择性矩形系数的测量
　　下面介绍一种测量选择性的方法，使用的是测量IPL的仪器。这个方法改编自特曼的《无线电工程师手册》：使用等幅波信号源，测量选择性曲线上位于3dB的两点之间的频率差，我们称这个差值为S_3，单位kHz。测量选择性曲线位于20dB的两点之间的频率差，我们称之为S_20。
　　输入信号在测试点P1处测量。以测量时所选的输入信号电平，检波器可能不会在其工作区域的线性部份工作，而是部份进入了平方律区域。如果用恒定的输入信号电平进行测量，然后再分别测量四个频率下的输出，这种非线性将导致错误的结果。正确的方法是在测试点P1测量输入电平，以实现四个频率中的每个频率都是指定的固定输出电平。所有测量的非线性现在都是相同的，并且被抵消掉。
　　在具体射频频率和输出音频功率下，CSUT选择性曲线的矩形系数(SF)定义为SF = ((S_20) / (S_3))，数字越小越好。请记住：CSUT选择性的变化，取决于耦合、抽头设置和测量频率。建议采用520kHz、943kHz和1710 kHz以及你认为可能与平均值相差较大的其他频率进行测量。
　　在设置为固定耦合的情况下，如果输入信号功率发生变化，CSUT的SF也会发生变化。如果使用正确的音频变压器，并在变压器初级的冷端串联一个正确的并联RC，就能将这种效应降到最低。参见文章#1。

第四节 输入阻抗匹配的测量
　　阻抗匹配(IM)是指装置的输入阻抗与驱动该装置的信号源阻抗共轭的程度。我们将只在CSUT所调谐的频率上界定CSUT的IM。假定输入阻抗在这个频率是电阻性的，阻抗匹配可以用“电压反射系数”(S11)或电压驻波比(VSWR)来界定。根据测试点P1和P2上的电压可以计算出S11或VSWR。
　　关闭SG的调制功能。设：P1处的射频电压 = EP1_pp，P2处的电压 = EP2_pp。
　　S11 = 20 * log abs(1 – 2 * (EP2_pp / EP1_pp))
　　VSWR = (1 + abs(1 – 2 * (EP2_pp) / (EP1_pp))) / (1 - abs(1 – 2 * (EP2_pp) / (EP1_pp)))
　　这些计算公式界定了矿石机的输入阻抗与IEEE标准哑天线的匹配程度。

第五节 二极管检波器输出电阻(Ro)的测量
　　测量CSUT的输出电阻需要添加一个可变电阻器和一个欧姆表。像以前一样连接SG、AMCS和示波器。将SG的频率设置为1MHz，调幅调制度设置为50%左右，调制频率为1kHz。将可变电阻器连接到CSUT的输出端，并设置成SCUT的标称音频负载电阻，这个电阻值称为RL。选一个适度的输入功率，比如能提供-75dBW音频输出功率(Po)给RL的输入功率。当1kHz峰-峰值输出电压Eo_pp为√(RL*(31.6*(10^-9)))时，输出功率为-75dBW。将负载电阻值增大到1.3 * RL，并将检波得到的输出电压称为Eohi_pp。将负载电阻值减小到0.7*RL，并将新的输出电压称为Eolo_pp。则：
　　Ro = 1.3 * RL * ((Eohi_pp - Eolo_pp) / ((13 / 7) * Eolo_pp - Eohi_pp))
　　Ro 会随这输入功率的改变而变化。当输入功率电平较低的时候，在二极管检波器输出端(音频变压器变换之前)测量的Ro值约为0.026 * n / Is。当输入功率电平较高的时候，二极管检波器工作在峰值检波区域，Ro接近加载了天线的射频调谐回路电阻的两倍。

BG1TRP

第六节 几点意见
　　请记住，IPL的测量中包括了输出变压器损耗。音频变压器的损耗通常在0.5～2dB之间，但有些变压器会更高。检查正在使用的设备的损耗情况是个好主意，文章#5给出了测量变压器损耗的方法。
如果使用了与示波器串联的100k电阻器，不要忘了用0.9修正系数减小计算出的IPL。从AMCS到CSUT的射频载波的MAP为：((Ea_pp + Ea_vv) ^ 2) / (3200) 单位W。

• 两个不同的CSUT在中等输入信号功率下有可能具有相同的IPL，但在接收弱台或强台时的IPL却是不同的。如果能够提高射频调谐回路谐振电阻和转换后的音频负载电阻的阻值，就能提高极低输入信号时的性能(更好的远程接收性能)。这使二极管成为一个低饱和电流的最佳二极管，其结果就是在低信号电平下IPL更小(参见文章#1)。如果二极管反向泄漏保持在较低水平，就能提升强输入信号时的性能(最大音量更大)，这一点经常被忽视。
• 二极管的反向电流差别很大。反向电流有两种类型：一种是逐渐增大的反向泄漏电流。如果输入信号增加(可能是调谐到更强的电台)，电路的负载就会越来越大，其作用与自动音量控制类似。遗憾的是这种效应会降低矿石机的最大音量。另一种是正常的反向电流。当输入信号功率超过一定值时，反向电流会迅速增加，导致音频失真和音量降低。在进行IPL测试时，可以观察到这种效应。例如，在我的单调谐环路装置中，用了几个并联的Agilent 5082-2835二极管，虽然在处理弱信号时效果很好，但当调制率为50%的载波输入功率超过-35dBW的时侯就会失真。有一些Agilent 5082-2800或HSMS-2800在低信号电平下工作相当出色，但在我能提供的最高信号电平下却不会失真。之所以能出现好转，是因为在高反向电压下，HSMS-2800的反向漏电流比HSMS-2820或5082-2835要小得多。如果二极管负载电阻高于最佳值，则这种效应比低于最佳值时更明显。
• 如果使用了音频变压器，不要忘记用一个电位器代替并联RC中的R，并将其调整到音频失真最小。实际上，我一直使用电位器，因为对于弱信号，最佳值通常是零，而对于强信号，最佳值大约是驱动二极管的带负载射频源电阻的1/2左右。
• 对于给定的音频输出功率，输出电压与输出负载电阻的平方根成正比。这可能会给那些使用300Ω Sound Powered耳机 (SPHP) 的用户和希望在低输出功率电平下进行测量的用户带来麻烦。建议起始输出为0.002Vp-p，1200Ω负载(SPHP听筒串联)的输出功率为-94dBW。如果将SPHP听筒并联，则输出功率为-88dBW @ 0.002Vp-p。
• 要在较低的功率电平下读取数据，有几种方法可供选择：
  　　(1) 使用更灵敏的示波器。
  　　(2) 使用低噪声10倍增益音频放大器。在此基础上的改进是使用调谐到1000Hz的单调谐带通放大器，它可以过滤掉一些可能存在的噪音和交流声。
• 在测试时，临时使用一个音频输出变压器及其相应的负载电阻，将负载电阻转换为更高的输出电阻。输出电阻从300Ω提高到12,000Ω，输出电压将提高√(12,000 / 3,00) = 6.3倍。我使用两个A.E.S. P-T157变压器作为可变阻抗比变换器，按照文章#5中图1所示进行连接，以提升音频信号电压。 我还用该装置来检验二极管上的负载是否等于二极管的输出电阻。输出电压最大的开关挡位是提供最佳匹配的挡位：4、16、63变换比，或接近两个相邻值的平均值。
• 下面是我的单调谐矿石机的一些测试结果，矿石机的谐振器是14英寸方形线圈，用12号线绕制。在 550-1650kHz的频率范围内，调谐回路的平均并联损耗电阻为700kΩ。我用三个并联的Agilent 5082-2835二极管(Is = 38nA)作为检波器，并使用音频变压器将二极管检波器的700kΩ (弱信号)交流输出电阻转换为12kΩ的负载电阻。
• 我在安装直接测量环路的装置之前，将外部天线连接到调谐回路距接地点6圈的抽头上，这会加载调谐回路并导致调谐回路的电阻低于700kΩ。
• 输入阻抗匹配良好，使用外接天线-接地连接，在输入载波功率为-84dBW、频率为1.0MHz时测得的IPL为9.65dB，音频输出功率为-102.9Dbw，示波器上的噪声和杂波妨碍了选择性的测量。然后在-69.4dBW的输入载波功率下进行测量，输出音频功率变为-82.9dBW，IPL = 4.5dB，-3dB射频带宽 = 30kHz，SF = 9.0。将天线改接到距接地点2圈后，-3dB选择性提高到8kHz，SF保持在9.0，IPL提高了约4.9dB。注：IPL的数值包括了100k电阻器的0.9 dB补偿和预估的变压器损耗0.4 dB。
• 在调谐回路无损耗的情况下，对这台矿石机进行SPICE仿真，在天线距接地点6圈的抽头上时，IPL为6.1 + 0.4 (输出变压器损耗) = 6.5dB，而不是9.6dB；以及1.7 + 0.4 (输出变压器损耗) = 2.1dB，而不是4.4 dB。这表明调谐回路的损耗约为2.7dB。矿石机的IPL越低，前面提到的某些影响就越明显。如果音频负载电阻高于CSUT的输出电阻，在变压器初级使用并联RC以减少接收强信号时的失真就很重要。如果音频负载电阻低于SCUT的输出电阻，其重要性就会降低。在不使用音频变压器的简单矿石机中就会出现这种效应。耳机阻抗通常低于简单矿石机的输出电阻，作为耳机交流阻抗一部份的直流电阻，通常比变压器初级的直流电阻大2倍以上。这在一定程度上有助于二极管输出负载的交流和直流阻抗的平衡。
• 这里有一个有趣的信息点：CSUT调谐到的准确频率是输入电平的函数。原因是什么？对于小信号，二极管上的电压很小，反向偏置时间约为一个射频周期的1/2，平均结电容接近于零偏置电容。当出现大信号时，二极管趋向于峰值检波，反向偏置时间超过一个射频周期的1/2，这段时间的平均反向电压高于小信号时的平均反向电压。由于反向偏压增加时结电容会减小，因此一个射频周期内的平均偏压会小于小信号时的平均偏压。 所以，当加到CSUT上的信号电平增加时，其调谐频率也会增加。所有半导体二极管都具有这种变容二极管的某些特性。
• 如果接收天线的内阻与AMCS哑天线所用的25Ω不同，S11、VSWR和IPL的计算值就会出现误差。我可能会开发一种测量CSUT输入电阻的简单方法，如果开发成功，我将把它添加到本文中。
  

文章#11 发布时间：2000-07-21；最新修订：2003-04-10

原文网址 https://kearman.com/bentongue/xtalset/11IPLmXs/11IPLmXs.html

看这篇文章时，遇到一些我没接触过的设备和概念，所以有点费劲，翻译的中文不那么通顺。