翻译 Mr. Ben H. Tongue 的文章#04

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矿石机用最佳二极管和音频变压器
以及测量二极管饱和电流的方法

　　这里是一个确定二极管和音频输出变压器阻抗匹配特性，最大限度地提高矿石机的弱信号灵敏度和选择性和降低矿石机的强信号音频失真所需的实用方法。不幸的是，这可能是一个重复的过程。
　　(1) 确定当矿石机连接天线后驱动二极管的调谐电路谐振时的射频输出电阻。
　　(2) 计算二极管的饱和电流Is，获取一个合适的二极管。二极管的理想因子应尽可能低。
　　(3) 了解所使用的耳机的有效阻抗。
　　(4) 计算将二极管音频输出阻抗转换为耳机阻抗所需的阻抗变换比。
　　(5) 将矿石机组装起来。

第一节
　　将当前配置的矿石机接上天线、地线和耳机。
　　- 选择一个用于优化的频率，建议使用1 MHz。
　　- 为了在1 MHz附近的信号上获得所希望的折衷的灵敏度和选择性，调谐矿石机并调整天线耦合、二极管抽头(如果有的话)。
　　- 用10 M欧姆电阻器并联一个0.002 uF电容器代替耳机做负载(没有变压器)。
　　我们现在将二极管用作电压检测器，用高阻抗(10 M欧姆)数字电压表测量检测到的直流电压。如果射频调谐电路有抽头，将二极管向低端依次接到抽头上，直到检测到的电压低到易于读取。如有必要，微调调谐电路。
　　找一个1/8瓦或1/4瓦的碳膜或金属膜电阻器，其阻值为当电阻器跨接到射频调谐电路上时，可以将检测到的电压降低到其先前值的0.35倍左右(根据需要重新调谐)。电阻器的引线要短。这个电阻器的阻值(我们称之为Rr)约等于接上天线后的调谐电路的谐振电阻。有关电阻器类型的更多信息，请参阅文章#0的第11部分。
　　为了最大限度地减少调谐电路源自二极管检波器的载荷我们已经完成了：
　　- 如果将这个二极管载荷忽略，使用一个阻值等于调谐电路谐振电阻、能将射频电压降低到加电阻器前0.5倍的电阻器。
　　- 为进一步降低二极管对调谐电路的载荷作用，给予二极管一个高直流负载电阻 (代替耳机的10 M欧姆电阻器)。
　　- 检波器用作谐振电路两端射频电压的指示器，二极管工作在线性区和平方律区之间。这就是0.35的来源(0.5和0.25的几何平均值)。
　　如果有一台1.0 MHz以上的高灵敏度示波器，更好的方法是断开二极管与调谐电路的连接，用一个非常小的电容器将示波器耦合到调谐电路，将上述电阻器跨接到调谐电路上，用示波器作为测量工具。因为测量是线性的，将用0.5的步长来降低电压。至于测量电压因调制而上下波动的问题，只需估计平均值即可。
　　有关二极管饱和电流和理想因子的信息，请参阅文章#0。




补充内容 (2024-1-6 20:38):
为了与后面的内容相对应，“第一节”译为“步骤1”可能更合适。

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步骤2
　　用在上述矿石机中弱信号接收效果好的二极管是轴线交点电阻(结电阻Rj)等于Rr的二极管。一个轴线交点电阻等于Rr的二极管的饱和电流是Is=(25,700,000*n)/Rr，单位：nA。
　　二极管的理想因子n是决定极弱信号灵敏度的重要参数。如果二极管的其他参数保持不变，二极管检波器的弱信号输入电阻和输出电阻与n的值成正比。假定一个n=oldn的二极管被替换为一个n=new的同型号二极管，且输入端和输出端的阻抗重新匹配，结果是检波器插入损耗变为：10*log(oldn/newn) dB。也就是说，假定输入功率保持不变且阻抗重新匹配，n值的加倍将导致输出功率下降3 dB。这个例子说明了低n值的重要性。
　　反向漏电阻低，二极管的串联电阻Rs也相当低，二极管势垒电容也相当低的(6 pF或更低)。肖特基势垒二极管通常具有低串联电阻、低势垒电容、低理想因数和非常小的反向泄漏。
　　难点在于获取二极管准确的Is (如果Is不超过计算值的0.3倍和3倍，你不会注意到有很大的差异)。检查反向泄漏的简单方法是用指针式电压电阻表(如Triplett 630或Weston 980)测量二极管的反向电阻。使用1000X电阻档，如果看不到表针偏转，二极管反向泄漏大概没问题。另一种方法是用一个隔直流电容器与二极管串联，如果音频失真很大，则这个二极管的反向泄漏低(这是预期的结果)。对于这个测试，隔直流电容器的容量为1000 pF左右就可以。
　　这里是确定二极管Is近似值的简单方法：将二极管正向偏置，电流约1.0 uA。方法是用1.5伏电池和1.5 M欧姆电阻器串联，然后跨接在二极管上。用输入电阻10M欧姆的数字电压表测量二极管两端的电压。然后计算Is=667*(Vb-Vd)/(e^(Vd/(0.0257*n))-1)，单位：nA。公式中e是自然对数的底数约为2.718，^是幂运算符号，Vb是电池电压，Vd是二极管两端的电压，n是二极管理想因子(发射系数)，建议取估计值n=1.12，大多数好的检波二极管的n值介于1.05和1.2之间。测量n和Is的方法见文章#16。
　　在不同电流下对1N34A锗二极管的测量表明，Is和n的值实际上不是恒定的，随二极管电流的变化而变化。当二极管的电流高达Is值的400倍时，Is可以增加到二极管在低电流下Is值的5倍。然而，我测试过的锗二极管在低于其Is值6倍的电流下测量时，表现出相当恒定的n和Is。
　　约6倍于Is的整流电流对应于一个相当微弱的信号。下面的表格展示了一些二极管在1.0 uA电流下测量结果。还给出了在低信号电平下二极管结电阻的计算值Rj=0.0257*n/Is。
　　注意在个别型号的二极管中有很大差异，例如1N34A。一般来说，肖特基二极管之间是相当一致的。
　　Agilent ‘2835测得的电流为 11 nA，许多其他的测试也接近这个值。我认为，多年前早期产生的'2835二极管可能符合22 nA的Is规范值。多年来，我猜平均值被允许偏移，以优化其他更重要的参数(对于大多数应用)，例如反向击穿电压。顺便说一句，不能保证Is百分之百的经过生产规范测试。
　　小心：如果使用数字电压表测量在低电流下工作的二极管的正向电压，有可能会出现问题。如果提供电流的直流电源内阻过高，数字电压表中的电压采样信号可能通过连接端子被二极管整流，造成读数错误。这种情况很容易被查出，将直流电源电压降到零，只留下二极管与电源内阻并联连接到数字电压表的端子，如果数字电压表的读数超过十分之一毫伏，则可以认为存在问题。一般可以在二极管上并联一个1～5 nF的陶瓷电容器来进行矫正。电容器连接到二极管的引线要非常短，否则可能不起作用。
　　如果希望筛选一组二极管以找到一个具有特定Is的二极管，请使用上述装置测量。将所需的Is值代入以下等式：Vd=0.0282*ln(667*(Vb-Vd)/Is+1) 单位V，“ln”表示自然对数，Is的单位是nA。如果被测二极管的Vd值与计算值相等，则该二极管具有与要求的Is接近的值。
　　以下是测量二极管时需要考虑的一些建议：
　　- 所有引线要短并远离60 Hz电源线，以尽量减少交流电和直流静电的拾取。
　　- 将一个接地的铝板放在工作台上的数字电压表和其他组件之下，以进一步减少布线的杂散拾取。一张接地的厨房用铝箔当铝板用也很合适。你可能会发现Vd的读数缓慢地向上漂移。请耐心等待漂移结束，你看到的是吸收了手指接触二极管产生的热量后的Vd值(Vd对温度敏感)，在获取数据之前，先让二极管恢复到室温。
　　- 许多玻璃二极管呈现出光电效应，可能会导致测量误差。可以通过检查当照在二极管上的光线发生变化时，二极管电流读数是否发生变化来避免产生误差。


补充内容 (2024-1-18 20:53):
译文第三段开始一句“反向漏电阻低，”，原文是"Back leakage resistance should be low "，感觉奇怪，反向漏电阻低会导致反向漏电流增大。所以应该是“反向泄漏低”或“反向漏电流低”。

补充内容 (2024-1-19 13:57):
“你看到的是吸收了手指接触二极管产生的热量后的Vd值(Vd对温度敏感)” 这句翻译的有点别扭，与原文的意思有差别，想了想，感觉翻译成“你看到的漂移是Vd对手指接触二极管产生的热量的感知”更忒金原文。

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某些二极管的饱和电流Is和相关的结电阻Rj，测量电流1.0 uA，*=制造商的数据


已发布的一些安捷伦(前身为惠普)肖特基势垒二极管的SPICE参数


　　注意，这些Is和n的值不是一成不变的，在同类二极管之间，可以很容易地有2倍或更多的变化。
要增加Is，可以将多个相似的二极管并联。Is与并联二极管的数量成比例增加，4个相同的二极管并联将产生4倍于单个二极管的饱和电流。出于矿石机设计的目的，二极管不应该串联使用。SPICE仿真表明，如果两个相同的二极管串联，串联组合的性能与单独使用其中一个二极管相同，但n值加倍。n值的增加会降低弱信号灵敏度。
　　在个别的矿石机中，Is可以有很大的变化，而不会对性能造成很大的影响。一个人可能会犯几次错误，但仍然会得到很好的结果。
　　过高的Is会降低弱信号选择性；过低的Is会降低弱信号灵敏度，并引起较高的音频失真。
　　很多时候，“使用什么二极管最好？”这个问题会被问道，答案取决于问题中矿石机的具体的射频源电阻和音频负载阻抗。在低信号电平下，检波二极管的射频输入电阻和音频输出电阻等于25,700,000*n/Is 欧姆，式中电流的单位nA。
　　为了使用特定二极管的检波器在非常低的信号电平下实现最小功率损耗，所有人要做的就是：将射频源电阻与二极管的阻抗相匹配，用合适的音频变压器将二极管的音频输出电阻与耳机的阻抗相匹配。
　　二极管的Is越低，矿石机的弱信号灵敏度(音量)就越高，前提是二极管的阻抗与其电路正确匹配(参见文章#1)。低Is不会影响强信号音量。然而，有一点需要注意，即假定射频调谐电路和音频变压器的损耗不会改变。
　　这可能是不容易达到的，即假定二极管的Rs、结电容、n和反向泄漏是合适的。如果所用的二极管具有高于最佳值的Is，将调谐电路连接二极管的抽头向下调。如果所用的二极管的Is低于最佳值，则将调谐电路改为具有较高电感L和较低电容C的电路，使天线阻抗可以转换为更高的值，然后重复步骤1。
　　如果你没有正确计算Is的二极管，可以通过以下操作来模拟有这样一个二极管的结果：
　　在直流负载电阻与接地回路之间串接一个小电压(参见下面的步骤#4)。如果二极管的Is 过低，将二极管正向偏置会提高灵敏度。如果二极管的Is过高，将二极管反向偏置会提高灵敏度。有关如何制作和使用“二极管检波器偏置盒”，请参阅文章#9。



补充内容 (2024-1-19 14:51):
翻回头看，"一个人可能会犯几次错误，但仍然会得到很好的结果“这句翻译出笑话来了，应该是”Is可以相差几倍，但仍然会得到很好的结果。“

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“Axis-crossing resistance” 到底是什么电阻？在网上搜了很长时间，包括各类中英词汇对照，一直没找到对应的中文词汇。只好按照字面直译为“轴线交点电租”，总是觉得别扭。
在这篇文章中却找到了，原来是二极管的结电阻Rj，虽然在一些文章中看到了Rj符号，但没有人将 Rj 与 Axis-crossing resistance 联系起来。

也许是网站上不是Mr. Tongue 的原文，在搬迁文章时，文章的格式被改变了。有时连在一起的上下句看起来没有直接联系，天上一脚地上一脚的感觉。于是对文章的排版格式按照中文的习惯做了一点改变，以中文通顺意思不变为准。

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步骤3
　　预估磁性电话的音频有效阻抗是直流电阻的6倍。或者做一个文章#2中描述的“耳机有效阻抗”测量设备，用来确定耳机阻抗。这个阻抗称为Zh。

步骤4
　　通过合一个适的音频变压器将一副耳机的平均音频阻抗转换为Rr值。变压器所需的降阻抗变换比为Rr/Zh。
　　当变压器的高阻抗绕组与二极管连接时，加入一个并联RC(班尼)，绕组与并联RC串联后再接地。这将确保二极管的直流负载与音频交流负载相同。电阻R的最佳值约等于Rr，最好使用电位器，以便在不同的信号电平下获得最佳R值。为了将中高信号电平下音频失真降到最低，电容C的值应当足够大，使音频信号完全不经过电阻R，最好是 C=5/(pi*2*300*Rr)。
　　在接收强信号时，如果二极管变换后的耳机负载低于二极管输出电阻，并联 RC减少失真的作用或对选择性的影响较小(与高于二极管输出电阻相比)。有关各种变压器的阻抗变换比的信息，请参阅文章#5。
　　音频变压器应具有较低的插入损耗，试着去找到一个在矿石机低信号电平下、300～3300 Hz范围内损耗低于2 dB的音频变压器。有关如何测量变压器插入损耗的信息，请参阅文章 #5。

步骤5
　　连接新选出来的二极管、变压器以及并联RC，调整并联RC中电阻R的值，将强信号下的音频失真降到最小。这将增加弱信号音量，改善强信号音频失真，以及更好的选择性。

文章#4 发布时间：1999-10-02；最新修订：2002-08-22

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Mr. Tongue 的#4文章翻译完了，请老师们看看有无翻译错误。

看来二极管的 Is 和 n ，音频阻抗变换器都挺重要。

记性不行了，又忘了原文链接：

https://kearman.com/bentongue/xtalset/4opd_xfr/4opd_xfr.html