翻译 Mr. Ben H. Tongue 的文章#01

BG1TRP

审视矿石机设计的新方法
获得更高的弱信号灵敏度，更大的音量，更低的音频失真，提升强信号选择性

内容速览
　　通过降低射频信号功率电平(线性-平方律点或称LSC点) 使检波器从线性检波模式改为平方律检波模式，可以提高弱信号灵敏度， (参见文章#10图3和图 4以及文章#03的部分内容以了解 LSC点)。这是通过在射频调谐回路的最高阻抗点连接具有适当饱和电流的二极管来实现的(参见第文章#15A)。为了实现最高的灵敏度，检波器的输出阻抗应与耳机的阻抗相匹配，通常使用低损耗音频变压器进行匹配。
　　更大的音量、更低的音频失真和提升选择性可以在强信号下实现，前提是：
　　- 射频源电阻与检波器的射频输入电阻完全匹配。
　　- 检波器的输出电阻与耳机的有效阻抗相匹配。
　　- 检波器的直流负载与音频交流负载相等。
　　本文不涉及二极管瞬时电压和电流波形、输入电压、输出电压、二极管导通电压和调谐回路削峰的分析。
　　在分析中，将将检波器视为具有线性输入射频电阻和线性输出电阻的黑匣子，由交流功率源驱动并向输出负载传送功率。上述电阻在低功率电平(低于LSC点)下与输入信号功率无关，仅取决于二极管的特性。在高输入功率电平(高于LSC点)时，输入电阻仍为线性，主要取决于输出负载电阻, 输出电阻主要取决于信号源电阻。

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1. 理论

　　一台矿石机可以被认为是由几个基本组件级联构成的。
　　天线-地线系统：信号源。
　　射频调谐回路：提供选择性，在天线-地线电路的电阻与二极管检波器射频输入电阻之间进行阻抗匹配。调谐回路有一些功率损耗。
　　二极管检波器：其特性就像一个接受射频输入功率并转换为直流输出功率的黑匣子。检波器具有射频输入电阻、音频输出电阻和功率插入损耗(dB)，这三者与射频输入功率、驱动检波器的射频源电阻、音频负载电阻及所用二极管的参数相互关联。
　　输出变压器：进行阻抗变换，将耳机有效阻抗转换为二极管所要求的阻抗。
　　音频负载：头戴式耳机，还有什么？
　　我们一次研究一个组件。为了全面了解我们将要研究的二极管检波器的工作方式，请参阅文章#10-1。
　　天线和射频调谐回路被合并成三个元件，等效电路如下图1所示。V1表示天线感应的电压，R1表示天线的电阻，阻抗通过调谐回路和天线电阻被变换成二极管检波器看到的串联值。X1表示调谐回路看到的在其输出端的电阻，其阻抗被认为在调谐回路的谐振频率的阻抗基本为零，在直流和音频频率的阻抗也基本为零。R2表示调谐回路谐振时二极管看到的所有损耗。这不是观察检波器信号源的传统方法。

译注：所谓 “看到”是指在电路图中从某个方向看过去的，例如：“二极管看到的调谐回路的电阻”是指在电路图中从二极管往调谐回路的方向看过去的电阻。


图1 天线和调谐回路负载

　　检波器如图2所示，在检波器中，LC回路确保输入端在直流、音频频率以及除调谐频率外的所有射频频率有效地短路到地；在输出端射频信号被C1有效地短路到地。

图2 带信号源和负载阻抗的检波器

　　输出变压器电路如图3所示，R3和C2的用途将在后面介绍。

图3 与RC元件串联的输出变压器

　　我们首先假设在调谐回路中没有损耗，这使得R2等于无穷大，当然，这不是一个可执行的假设，但这个假设将简化下面的内容。
　　输入电路被简化为一个简单的串联连接，这个连接由并联调谐回路、阻抗被改变的天线电压和一个串联电阻构成，串联电阻包含了辐射电阻、天线电阻、导入和接地电路电阻。通过简单的变换，使得我们可以将R2等效为一个新的R1和V1，从而完全消除R2。新的V1是：V1new = V1old*(R2old/(R1old + R2old))，新的R1是：R1new = (R1old*R2old)/(R1old + R2old)。通过这种变换，新的R2是无穷大，因此可以从电路中消除。
　　当然，新信号源“V1new-R1new”的最大可用功率小于原来的信号源“V1old-R1old”的可用功率，差额就是被 R2耗散的功率。
　　从现在开始，V1new和R1new将被称为V1和R1，射频源电压V1被假定为未经调制的载波。
　　变换后的V1 (有效值)和R1相当于一个可用功率Pa = (V1^2)/(4*R1)的功率源，Pa是可以提供给负载的最大功率，有时也被称为“入射功率”。为了让负载吸收这个功率，负载本身必须等于R1，称为“阻抗匹配负载”。改变调谐回路的阻抗变换会改变V1和R1的数值。但这不会改变有用功率的数值，有用功率仍然是(V1^2)/(4*R1)。举例说明，如果V1增加一倍，则R1必须增加四倍，以此保持功率不变。
　　在这个分析中，我们使用的方法是最小化在变换后天线电阻与二极管检波器输入射频电阻之间、检波器音频输出电阻与耳机阻抗之间的失配功率损耗。我们将证明如果其他条件相同，对于非常弱的信号电平而言，可以使用饱和电流Is尽可能低的二极管来最小化二极管检波器的功率损耗(DDPL)。另外，二极管的理想因子N越低，微弱信号灵敏度的就越高。
　　这里的限制因素是，如果使用较低饱和电流的二极管，则所需要的二极管射频源电阻和音频负载电阻的值就会上升，当二极管连接到调谐回路的顶部(最高阻抗点)时就会达到极限。
　　因为音频输出变压器的不可避免地绕组分布电容不利于将耳机有效阻抗变换成所需要的更高阻抗，高音频截止点可能会降低。




补充内容 (2024-2-6 16:45):
“未经调制的载波”应译成“未经调制的等幅波”

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　　为了使矿石机工作，要考虑的最重要的二极管参数是饱和电流“Is”和理想因子“n”。这两个参数出现在肖克利二极管方程(室温下)中：Id = Is*(exp((Vd-Id*Rs)/(0.026*n))。肖克利方程用在矿石机上，Id*Rs项可能会被忽略，因为通常Id*Rs与V相比非常小。因此方程就成为：Id=Is*(exp(Vd/(0.026*n))-1)。该方程为大多数二极管提供了“电压/电流”关系的完美近似值，前提是参数Is、n、Rs确实是常数。
　　有些二极管，特别是锗和硅结型二极管，Is和n的值在非常高的电流(高于矿石机工作时的电流)下增大。在其中一些二极管中，在非常低的电流下，Is和n的值也会增加，因此损害了弱信号的接收。在矿石机工作的电流范围内，硅肖特基二极管的Is和n通常是固定不变的。
　　n=理想因子，有时被称作“发射系数”。矿石机中常用的硅肖特基二极管和锗二极管的n值通常在1.05到1.15之间。
　　Vd=二极管电压，单位：伏特。
　　Id=二极管电流，单位：安培。
　　Is=二极管饱和电流，单位：安培。
　　Rs=二极管寄生串联电阻，单位：欧姆。通常很小，对矿石机没有影响。
　　Agilent在其目录中详细说明了肖特基二极管的Is、Rs和n的值。将它们列在SPICE参数表中。要查找其他二极管(锗二极管等)的一些SPICE参数，可以使用Agilent的Ray Waugh编写的计算机程序。Ray的程序在MathCAD 6.0或以上的版本上运行。要使用该程序，需要测量0.1mA、1.0mA、4.8mA、5.0mA和5.2mA这五种不同电流下二极管的正向电压，输入这五个电压后，Is、Rs和n的值就出来了。请注意：程序假设Is、n和Rs是常数，不随二极管电流变化。如果Is、n和Rs确实发生了变化，可以修改前两个电流(0.1mA和1.0 mA)以缩小覆盖范围(例如缩小1/2)，并得出括号内二极管工作电流下的Is和n值。Ray告诉我，如果有人想要这个程序的副本，我可以提供。
　　在文章#4中介绍了一个计算近似Is的简化方法 (必须估计n) ，不需要MathCAD。确定n和Is的测试设置和计算方法的完整描述在文章#16中展示。
　　我通过二极管检波器的SPICE仿真实验发现，假如信号为弱到中等强度，如果检波器二极管由电阻为n*0.026/Is欧姆的射频源馈电，由电阻为n*0.026/Is欧姆的音频负载加载，因此输入端和输出端的端口均为匹配状态，反射损耗优于18dB。这满足了失配非常低的条件，但仅适用于最大约5*Is的二极管检波电流。阻抗匹配的二极管检波器在5*Is检波电流下的插入损耗约为3～4 dB。
　　直流检波电流超过5*Is，输入端和输出端的阻抗匹配开始恶化，因为在较高输入电平下检波器从平方律检波方式工作转变为线性响应。在下图所示的最高射频功率输入电平点，检波直流电流为500nA，输入射频反射损耗(阻抗匹配)为-12dB，二极管检波器功率损耗为1.39 dB。在这些高输入功率电平下，如果输入源电阻保持在n*0.026/Is，输出负载电阻增加到2*n*0.026/Is，则恢复良好的匹配条件。如果完成了良好的匹配，输入反射损耗将变成-26 dB，插入损耗降至0.93 dB。
　　图4是Agilent 5082-2835或HSMS-2820肖特基二极管检波器的插入功率损耗图，该检波器由1.182兆欧的信号源驱动并由1.182兆欧的负载加载。注意，对于常见的矿石机来说，1.182兆欧是非常高的电阻值。这个SPICE仿真实验使用Intusoft ICAP/4仿真器完成，二极管的Is=22nA，n=1.03。图4揭示了插入功率损耗与检波直流电流的函数关系。

图4二极管检波器插入损耗与检波电流的关系

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2. 讨论

　　通常耳机由变压器与二极管检波器的输出电阻进行阻抗匹配。使用Is=22nA的二极管和Brandes Superior耳机(交流阻抗12kΩ，直流电阻2kΩ), 需要1,182,000/12,000=98.5:1的阻抗变换率(很难获得如此之高的变换率)。请参阅文章#2《个性化耳机阻抗》(PHI)。
　　人们应该谨慎使用一些小尺寸(最大尺寸小于一英寸)、高变换比的变压器，因为此类变压器的插入功率损耗可能很高，还可能呈现非线性电感效应，因为磁芯的初始磁导率不够高。在矿石机的低功率电平下，此类变压器的并联电感通常非常低，不满足指定的低频音频截止规范。在变压器的额定功率电平下，并联电感通常足够高，因此满足低频截止规范。有关各种音频变压器的信息，请参阅文章#5。
　　Brandes Superior耳机的直流电阻为2000Ω，有效交流阻抗为12,000Ω(PHI)，如果错误地认为耳机的阻抗在直流和音频频率是12,000Ω，并用于12,000Ω的电路中(无变压器)，将导致过高的二极管直流电流，因为直流电阻实际上是2000Ω而不是12,000Ω。这将降低频射调谐电路的输出负载，从而降低选择性，并增加了插入功率损耗。
　　为了在中高信号电平下获得最佳选择性和最小的音频失真，二极管的直流负载电阻应与交流音频负载相同。这个问题的解决方案是将一个10,000Ω电阻器与一个电容器并联后与耳机串联，电容器的容量要大到足以旁路最低的音频频率。当使用变压器时，并联RC(图3中的R3和C2)应串联在高阻抗变压器初级绕组的起始端。在这个状态下，电阻器的阻值应等于被变压器变换后的有效耳机阻抗(PHI)。
　　将二极管直流负载调整到等于其交流负载的另一个优点是选择性随信号电平的变化而变化。当二极管直流负载远远小于交流负载时(在使用变压器且无并联RC时的情况)，随着信号强度增加到中等电平以上，选择性开始下降并越来越低，究其原因是由于二极管直流负载电阻低，检波器的检波电流增加得非常快。很高的检波直流电流会降低二极管检波器的输入电阻和输出电阻，也会出现音频失真。
　　现在提高直流负载，例如将直流负载提高到等于二极管交流负载阻抗，并使检波器在输入端和输出端阻抗匹配(在低信号电平下)。接下来会发生什么呢？当信号强度增加到中等电平以上时，选择性的变化幅度要小得多，因为二极管检波器的射频电阻不会像直流负载电阻较小时那样下降。射频电阻没有下降那么多，是因为由于二极管的直流负载电阻设置为比以前更高的值致使检波直流电流较小。
　　阻抗匹配状态还可以减少功率损耗，从而提高音量。如果在0.3～3.3kHz的频率范围内耳机的有效阻抗变换成低于二极管输出电阻的值，阻抗匹配的有益效果就会减少。如果不使用变压器，这些作用可能很难观察，因为耳机的有效阻抗很可能会低于二极管的输出电阻。此外，耳机通常具有平均约1/6的阻性电抗分量，这在某种程度上等于有效阻抗的80%。
　　这可能是第一次有人建议将并联RC与二极管串联，使得调整二极管的直流负载电阻与其平均交流负载相等成为可能。有人称之为“Benny”。


补充内容 (2023-12-30 07:22):
"在矿石机的低功率电平下，" 应为 "在矿石机极弱信号的低功率电平下，"

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　　使用低Is二极管的优点是什么？我们将看到，如果保持输入端和输出端的阻抗匹配状态，与较高Is的二极管相比，较低Is的二极管的使矿石机具有更高的灵敏度(二极管波测器的功率损耗较低)，其他的性能相同。在处理会导致高DDPL(二极管检波器功率损耗)的低功率信号时，这一点尤其重要。
　　下图显示了在相对较低的直流功率输出电平(-66 dBm)下二极管检波器功率损耗与二极管Is之间的关系，二极管的n为1.03。请注意，图表数据仅在输入端和输出端功率匹配的状态下有效。


图5 二极管检波器插入损耗与饱和电流的关系

　　用-66 dBm的信号电平作图，是因为我用最灵敏的耳机可以听到并听懂约50%单词的、最弱的语音信号电平就是-66 dBm。
　　以下是我用来确定功率电平的听力实验：通过FILVORA从晶体管收音机直接为耳机馈入信号，并降低音量直到我断定能够听懂语音广播节目50%左右的单词，这使我能够确定耳机的平均阻抗(参见文章#2)。然后再用示波器测量耳机上的音频电压峰值(Vpp_audio)。
　　以调幅电台工作在约100%调制度做为先决条件。由于调制度是100%，检波器的瞬时音频电压峰值将等于音频电压峰值。假设驱动检波器的载波电平使检波器的直流输出电压等于音频电压峰值，一个阻值等于检波器负载电阻的电阻器两端的直流电压，所提供的输出功率为Pdc=10*log((1000*(Vdc^2))/Rload) dBm。由于无法进入矿石机中测量检波器的实际电压和音频负载电阻, 我用在1200欧姆耳机上测得的峰值电压代替 Vdc计算调制峰值处的瞬时功率，得出峰值功率Pp=10*log(1000*((Vpp_audio^2)/1200= -66 dBm，用这个功率计算图5的曲线。在我的实验中，Vpp_audio = 0.00055伏，耳机有效阻抗= 1200欧姆。
　　为了计算在听力实验中所使用的实际音频功率电平，假定检波得到的音频电压是正弦波(不是语音)，峰值与实际测量的语音电压峰值相同，这样计算就简单了，用音频正弦波的峰值电压(Vpp_audio)和耳机的有效阻抗(PHI)来计算音频正弦波的功率，单位dBm：
P=10*log ((1000*(Vpp_audio^2))/(8*PHI)) dBm
　　计算得出的功率值比-66 dBm的直流功率低9 dB。在假定中有个误差，即明确峰值电压的正弦波具有与峰值相等的广播语音波相同的有效值。《音频百科全书》在一篇关于VU表的文章中指出，语音信号的实际功率比相同峰值电压的正弦波的功率低8～10 dB，我选用9dB。
　　结论：正弦波的峰值与语音波的峰值相等时，语音波电压的音频功率比正弦波电压的音频功率低18 dB，据此我们可以计算出几乎无法听清的最弱语音音频信号的电功率是-66-9-9=-84 dBm。这个数字取决于所用耳机的灵敏度和人的听力敏锐程度。
　　在这次测试中，我使用了一套声动力很好的耳机，我的听力很差。

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3. 实验

　　请记住，二极管存在不可避免的反向泄露电阻。肖特基二极管在这方面普遍非常好，所谓“零偏置”检波二极管是一个例外，此类二极管具有非常高的Is值，反向击穿电压低，不适合矿石机使用。在这方面锗二极管和点接触型二极管比肖特基二极管差，差的非常多。这个反向电阻会增加检波器的损耗并降低选择性。
　　二极管方程中的n值，肖特基势垒二极管通常接近1.05，锗二极管约为1.15。
　　所有二极管都具有固定的寄生串联电阻Rs，在矿石机中Rs通常低到足以被忽略。
　　肖特基二极管反向击穿电压低和Is低的特性带来一个问题，即与具有较高泄露电阻的二极管相比，肖特基二极管更容易受到静电的损坏。
　　需要考虑调谐回路损耗与带宽。使用低Is二极管的一个实际问题是要获得足够高的调谐电路阻抗以驱动二极管。首先要做的是将二极管接到输入调谐回路最上方的抽头上。
　　一个单独的调谐回路在1.0 MHz频率下的典型Q值为350，电路的电容为100 pF，未连接天线和检波二极管时的谐振电阻约为560k欧姆，射频带宽为fo/Q = 2.86 kHz。如果现在接入一个足以使谐振电阻下降至280k的天线电阻，所有可用的被接收到的射频功率都将耗散在电阻上，导致带宽为5.72 kHz(负载Q值为175)。如果有个二极管被选来匹配现在的 280k欧姆源电阻，则该二极管将呈现出280k射频负载电阻，致使调谐回路的负载Q值为87.5，射频带宽为11.4 kHz，由调谐回路损耗引起的总功率损耗为3dB。二极管只能接收天线最大可用功率的1/2。二极管的Is约为n*0.026/278k = 100 nA(假设使用肖特基势垒二极管)。
　　注意，即使二极管由完美匹配的信号源驱动(560k调谐回路路损耗和560k天线电阻的并联组合)，天线也看不到匹配的负载。天线看到的是560k的调谐回路损耗电阻和280k的二极管射频电阻的并联组合，一个187k欧姆的电阻。这个包含在上述3dB损耗中的失配功率损耗可以通过适当且同等失配的天线和二极管挽回一部份。如果这是通过无损耗的阻抗转换完成的(从技术上讲，S参数反射损耗为-11.7dB)，调谐回路总功率损耗降至2.63dB，降低0.37dB(很小，但确实存在)。如果调谐回路的空载Q值与有载Q值的之比小于这个实验中的4:1比值，则损耗降低的幅度会更大。

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　　音频阻抗变换。将Brandes Superior耳机(直流电阻2k欧姆)的12k 欧姆有效阻抗转换到280k欧姆的方法是使用Antique Electronic Supply # P-T156、Stancor A53-C或匝数比近似3:1的线间变压器。
　　我用图6的连接方法测量的插入功率损耗仅为0.5dB(有关其他选项，请参阅文章#04和文章#05)。


图6 音频变压器阻抗变换 (f=末端，s=起始端)

　　注意，阻抗变换比是16:1，因此耳机的12k欧姆阻抗是提高到192k欧姆，而不是278k欧姆。这意味着约1.5:1的阻抗失配，失配插入功率损耗仅增加0.15dB。如果阻抗失配为2:1，则插入功率损耗为0.5dB，阻抗失配为4:1时，插入功率损耗为1.9dB。
　　如果变压器装在绝缘材料上，要将变压器铁芯和框架用引线接地，这样可以防止天气干燥时在框架上积聚静电。静电引起的放电可能会导致耳机发出噼啪声或损坏二极管(在接地之前我听到了噼啪声)。
　　变压器绕组的起始端和末端的引线应像图6那样连接，以便将初级-次级绕组电容的影响减到最小。如果将f端和s端反过来，次级绕组末端和初级绕组起点之间的电容将并联在初级绕组上并降低高频截止点。
　　低阻抗(次级)绕组通常先绕在线圈架上，缠绕几层绝缘膜后，再绕高阻抗(初级)绕组。
　　要确定如何连接变压器的引线，可按照图6所示连接初级绕组和次级绕组(忽略s和f符号)，再通过一个200k欧姆电阻器将初级连接到音频信号发生器上，音频信号发生器设置在1.0kHz。次级接12k欧姆电阻器作为负载。然后用示波器探查输入电压和输出电压，输出电压应为输入电压的1/4左右，如果输出电压约为输入电压的 1/2，则反接次级引线。
　　将音频信号发生器设置在20kHz重复这个测试并记录输入电压和输出电压。然后反接初级和次级引线，重复20 kHz的测试。在20kHz时输出电压最大的连接是正确的接法。
　　注意，R3是可变电阻器，不是固定电阻器。在本文讨论的低信号电平条件下，标称值约为192k欧姆。将其调到零时，对接收低电平信号的影响很小。使用这种设计方法，接收高电平信号时的射频选择性不像二极管电路的直流电阻大大低于耳机的有效阻抗时那样降低。当接收到非常强的信号时，应当将R3按最小失真设置。
　　最后一点：这些设计值并不是决定性的。如果阻抗与最佳值相差数倍，灵敏度通常只会有少许降低。

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　　X dB的变化对耳机的音量有什么影响？多年以前，我做过一项研究，在蒙着眼的状态，大多数人几乎无法辨别+1.0 dB或-1.0 dB的声级变化。一半的人在被告知可能发生了变化后，仍无法判断声级是否发生变化。另一项研究是先让听众听一个声音，然后关闭声音，几秒钟后以相同的电平(+3.0dB或-3.0dB)再次打开，延迟片刻后，只有一半的听众可以判断声级是否发生了变化。顺便说一句，这些听众不是金耳朵的Hi-Fi听众。

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4. 总结

这种矿石机设计方法具有以下优点：
　　- 极低强度信号(DX)的音量增加(检波器功率损耗更小)。
　　- 在收到非常强的信号时，音量更大，音频失真更小。
　　- 在不改变耦合或线圈抽头的情况下强信号选择性得到提升，选择性随信号强度的变化较小。
　　- 不需要将二极管接在调谐输出电路的抽头上。低Is二极管接在电路的最高阻抗点永远可以达到最高的弱信号灵敏度(假设针对耳机做了正确的音频阻抗变换，所用的变压器损耗很低)。
　　- 通过加大R3的阻值，能够在强信号下使用Is过高的二极管，而不会大幅降低选择性。

做到以下几点就能获益：
　　(1) 使用具有适当Is的二极管与驱动二极管的“天线加载射频调谐回路”的谐振电阻进行阻抗匹配。有关这方面的新信息，请参阅文章#15。
　　(2) 使用低损耗音频变压器将二极管的音频输出电阻与耳机的有效阻抗相匹配。有关各种变压器的测量，请参阅文章#5
　　(3) 使用与音频变压器初级冷端串联的可调电阻器(有时称为“Benny”)，令二极管直流负载电阻等于其交流负载阻抗。这个电路在使用反向漏电流相当低的二极管(大多数“好”二极管)时，可用来减少音频失真并改善强信号下的选择性(与R3=0相比)。Avago(前身为 Agilent)的5082-2800和HSMS-2800肖特基二极管具有高达75 V峰值的额定反向电压，当“Benny”设置为高阻值时，强信号检波不可能过载。其他二极管，如一些锗二极管有足够的内漏电流，因此，可以不用直流负载电阻(R3)。

文章#1 发布时间：1999-07-15；最新修订：2006-02-12

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Mr. Tongue的#1文章翻译完了，也不知道有没有翻译错误，请老师们帮忙给看看。

在这篇文章中，有些描述超出了我的无线电知识范围，看着有点晕，只好照直翻译。

拜读过这篇文章后，能看出 Mr. TOngue 特别注重阻抗匹配，不单是电路间的匹配，在高频、音频、直流之间都要有合适的匹配。


补充内容 (2023-12-31 09:27):
原文的链接 https://kearman.com/bentongue/xtalset/1nlxtlsd/1nlxtlsd.html