【去库存】全分立前置高放二次变频中波机

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　　本机除高放外，基本结构与拙帖《【去库存】全分立二次变频中波机》完全一致，因而这次着重在高放级加以叙述，并略微谈及结构上其他的小改进之处，亦一并介绍之。本机制作的另外一个重要目的，是将(100~200)公里之内的省市级广播电台的信号纳入二次AGC的控制范围，并因此以数值形式确定二次AGC的动作范围。

　　本机高放级是一个中波宽带高频放大器，输入部分是低阻抗磁棒天线。见下图：

       

１）低阻磁棒天线：

　　天线采用单极点L-C带通滤波器的形式进行设计，高低两端截止频率分别为522KHz和1620KHz，中心频率为919.6KHz，则中心频率与带宽之比为919.61620-522)=919.6:1098≈0.84；以中心频率的响应为0dB，则在两个截止频率处的频率响应，分别比中心频率低3dB；

　　谐振Q值为        Qr=919.6/1098=0.8375≈0.84

　　设负载阻抗为75Ω，则L的感抗为75/0.84=89.55Ω，C的容抗与此等值；

　　L的电感量为        L=89.55/(2*pi*919.6*1e3)=15.5(μH)

　　电感器L用0.12mm^2的塑胶绝缘线两股绞合，在内径10mm、长度为33mm~36mm的绝缘管上密绕13匝，配合普通的中波磁棒使用，电感量调节到15.5μH后用工业黄蜡封固。

　　C的电容量为        C=1/89.55/(2*pi*919.6*1e3)=1933(pF)

　　电容器C可由三个NP0材料的陶瓷电容并联而成，分别为750pF、750pF、430pF，分布电容可满足余下的3pF。

　　L和C在上图中的标号分别为L101和C101，在正式电路图中是L101和C102。


２．）中波宽带高放级：

　　高放级采用了共基形式的电路结构，在共射结构中对噪声贡献影响显著的晶体管基区电阻rbb'，在共基电路中的等效影响减少为1/(β+1)，因而晶体管自身固有的噪声电流在其上产生的噪声电压亦降低为共射时的1/(β+1)，对输出电流已构不成威胁。

　　共基放大器的射极输入电阻（也是低阻磁棒天线的负载电阻），可以通过工作电流直接确定。对于75Ω的输入电阻，Ic=0.0257/75≈343(μA)。考虑输入过载的防止和保持适当的增益，这个输入电阻的值需要减小，并串联一个小电阻补齐。式中参数0.0257若用26mV近似代替，则得346μA，相差可以忽略。

　　在本机的实践中，Ic选择在1mA左右，输入电阻约(24~25)Ω，串联51Ω电阻器可得到75Ω的阻值，见图中的R102。

　　放大器的输出负载是一个宽带变压器L102，次级为匹配二极管环形混频器的输入电阻，电感为13μH左右，在电感系数为1.45μH/√匝的磁环上双线绕3匝；初级则为1300μH，绕30匝，配合23pF的谐振电容器，中心频率为919.6KHz，总阻抗        为7020Ω。磁环绕制的好处显而易见，磁路是闭合的，不容易与输入部分产生耦合，可以尽量做高放大量而无惧再生效应。

　　共基电路的电流增益近似为1，对于射极输入的PN结，在输入为理想的十倍电流增量范围内，可以求出每mV电压增量下的电流增量，这个值大约为0.017，即相当于约17mS的跨导，在整个电流线性范围内，这个跨导值基本不变。若设射极输入上产生1mV的电压变化，Ic将产生1.7%的变化。在这个放大器实例中，1mA的Ic中有17μA的电流发生变化，于是在7020Ω的负载上产生了0.000017*7020=119.34mV，换算成电压增益，为41.536dB；由于输入电阻和外接电阻串联形成分压，故75Ω端的电压为1mV*75/24=1mV*3.125=3.125mV，实际电压增益为20*log(119.34/3.125)=20*log38.1888=31.64dB。

　　宽带放大器要面对一个较宽的频带，各种信号与噪声的叠加会使放大器实际处理的信号瞬时幅值相当高。若设通带中各种信号的叠加值为所需接收信号最大值的7倍（这是噪声按高斯分布估计的值，实际情况很可能更为严重），则有可能使放大器产生瞬间饱和而阻塞。避免或者解决阻塞的问题，一般采用两种方法之一或者同时采用：一是升高供电电压，确保最强信号时不会进入饱和与截止；二是在输出变压器初级上连接二次AGC网络，确保最强信号时的下级输入电平控制在一个不大的水平上。

　　实际采用的是第二种方法，即二次AGC，连接见下图：

       

　　R301是衰减电阻，连接到与BG101集电极和L102的结点上，其值为1KΩ。D301导通时，R301与L102的阻抗并联，其值降为875.3Ω。BG101的集电极输出对于负载可看做恒流源，则其上的电压正比于阻抗的大小。于是阻抗从7020Ω变到875.3Ω时，输出电压下降了18dB，高放总增益从31.64dB降为13dB左右。

R301的阻值可根据衰减需要进行调整。


（待续）

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kenneth_zhu 发表于 2021-9-21 10:36
您是资深高手。应该有仪器的。可以对比测试一下。2G711也许在高放或者变频这样的小电流下，会有更优异的 ...

谈不上高手，只是一个爱好者而已。手头的2G711在九十年代大转型时收集了不少，基本上都是J级的七十年代产品，但实际使用效果并不满意，测试经常表现在基-射结压降一致性差，频率特性起伏也较大，故而只能作收藏用了。

反观3DG32F，是北京电子管厂八十年代初的产品，若不是紧跟国际潮流改善性能的便是引进芯片封装的，直流性能测试的一致性很高，判断其交流性能亦为不俗，实验中亦有较好的感受。

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（８）收听感受及技术调整：

　　高放对于整机的灵敏度确实举足轻重，有没有差别很大。然而高放本身采用的电路组态更为关键。过去曾经尝试过共射组态，无台处的噪声随放大量同步提升，听感相当不舒服。现在的共基方式的放大则完全不同，无台处的噪声与放大能力基本无关，但信号则有显著提升，这两者之间的差距就形成了更高的信噪比结果，这一点在（２）节中有详述。

　　高放级处理的信号是宽带的，而带宽由输入滤波器和输出滤波器共同确定。输入滤波器由L101-C102组成，中心频率为919.6KHz，522KHz和1620KHz处的频率响应是-3dB。实际使用中虽然没有大的影响，但强迫症使然，还是希望频率特性再平坦一些，这就需要进一步展宽频带。在原设计的基础上，负载阻抗从75Ω降低到50Ω，通带还可以再展宽50%，而522KHz和1620KHz处的频响可以提升到-1dB以内；实际操作是将R102从51Ω换成24Ω，其它不用变，此时输入滤波器的实际带宽变为426.22KHz~1984.11KHz。

　　作为信号源，输入滤波器感应到的空间信号功率可看做恒功率源，因此负载阻值降低的结果是，信号电压降低，信号电流增加。这一举措并不减少信号的接收能力，但因通带展宽而进入的更多杂散信号，则对高放的过载承受能力要求更高一些。

　　输出滤波器是个宽带变压器，按原设计的中心频率也是919.6KHz。考虑整个频段的高端部分灵敏度稍嫌低了些，故将中心频率调整为1300KHz，与输入滤波器形成了参差调谐；或者取消C105，将L102作为单纯的高频变压器使用。收听的主观感受，是高端部分的无台处噪声亦稍显高了些，由于高端电台较少，这个现象显得比较突出。

　　本机的制作目标之一，是要将(100~200)公里之内的省市级广播电台的信号纳入二次AGC的控制范围。纳入这一范围的数值判断大致标准是：

        1. TP303上测得电压达到4.05V时，中放级增益开始大幅下降，选择性不变化；
        2. TP303上测得电压达到(4.55~4.65)V的范围，高放级的增益开始下降，选择性不变化；
        3. TP303上测得电压达到(4.65~4.75)V范围内时，伴随信号的噪声下降，可懂度明显提高，选择性尚不变化；
        4. TP303上测得电压达到(4.75~4.85)V范围内时，背景噪声大幅下降，中放通带逐渐展宽，音质提高；
        5. TP303上测得电压超过4.95V后，中放通带全开，±12KHz的带宽绰绰有余地传递广播信号调制音的每一个细节。

　　这一目标已经全部达到。在白天，上海周边的一些城市，如宁波、舟山、绍兴、杭州、苏州台、浙江省台、设在南通的省转播台，均进入控制范围，其中宁波、舟山、绍兴进入第三档控制范围，近日改建完成重新播音的浙江省台810KHz则在第三档内稳定播出，完全突破了之前被强大的792KHz上边带掩盖的窘境；杭州、苏州和南通的省转播台均位于第二和第三档之间，偶尔会随场强的变化退到第二档以下。至于晚上就不用说了，入夜伊始，域外信号争相涌入，撬撕觅褡、扩肌拉娃如同本地电台，美丽岛的闽语节目清晰如旁，各省信号更是密密麻麻。

　　二次AGC比较有趣的地方，是在信号场强从第三挡变化到第四档或者反之，会产生“喘息”效应。当通带发生变化时，音质同步发生变化，听感上就像喘气一样。这个现象在SDR机上似乎比较普遍，SDR机在增益控制切换的时候，同步切换对应的带宽，就会产生这种类似的现象。不过SDR机的切换要比模拟机生硬，听感上模拟机要平滑得多。

　　这一版的电路基本完善结束，PCB上的bugs也已修正完毕，故将电路图文件及PCB文件一并列在参考资料中，以供有兴趣的朋友共享。文件2013023-PCB-05m.rar可直接送板厂生产，规格为10cm*10cm。毕竟是全分立元件构造的，所以耐心不够的朋友敬勿染指。

        早晨收听效果，750公里外强大的泉州1MW台837KHz，完全突破了本地855KHz下边带的阴影：
        https://v.youku.com/v_show/id_XN ... 5!2~5~5!3~5!2~5~5~A

        白天野外收听效果：
        （奉贤的达令港公园）
        https://v.youku.com/v_show/id_XN ... 2~5~5!3~5!2~5~5!7~A

        晚间收听效果：
        （黄昏时分）
        https://v.youku.com/v_show/id_XN ... ~5~5!3~5!2~5~5!10~A

        （入夜时分）
        https://v.youku.com/v_show/id_XN ... 2~5~5!3~5!2~5~5!9~A


参考资料：

        （上一版）【去库存】全分立二次变频中波机
        130_高频部.pdf (160.79 KB, 下载次数: 397)

2021-9-21 09:17 上传

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        131_中频部.pdf (135.98 KB, 下载次数: 317)

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        132_音频部.pdf (135.56 KB, 下载次数: 308)

2021-9-21 09:17 上传

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        133_PCB复合图.pdf (88.52 KB, 下载次数: 268)

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        134_PCB顶层.pdf (34.83 KB, 下载次数: 224)

2021-9-21 09:17 上传

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        135_PCB底层.pdf (34.88 KB, 下载次数: 234)

2021-9-21 09:17 上传

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        136_丝印顶层.pdf (35.17 KB, 下载次数: 233)

2021-9-21 09:17 上传

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        137_丝印底层.pdf (23.95 KB, 下载次数: 213)

2021-9-21 09:17 上传

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        142_二次机12-365度盘.pdf (41.76 KB, 下载次数: 240)

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        2013023-PCB-05m.rar (26.41 KB, 下载次数: 248)

2021-9-21 09:19 上传

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（结束）



补充内容 (2021-10-11 15:08):
各位抱歉，PCB文件有误，改正版本在37楼。

补充内容 (2021-10-17 15:49):
各位再次抱歉，PCB文件又发现一致命错误，改正后的版本在41楼。顿首、顿首！

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（７）调试：

　　调试过程与上一版基本相同：

        在度盘5%位置处调L701，使频率为8.987MHz；
        在度盘95%处调C702-2，使频率为10.085MHz；
        在度盘5%位置附近找个较弱的台，调L301使TP402上输出最大；
        在度盘95%位置附近找个较弱的台，调C302-2使TP402上输出最大；
        随便找个更弱的台，分别调IF401、IF304~IF301、IF305，均使TP402上输出最大。

　　调试过程中发生了一点小挫折，输入信号死活调不上去，本地台的声音小得可怜。折腾了几天，忽然想到会不会是环混用的二极管有问题？因为记得几位坛友买过一批1N277，压降全是0.56V的，不信这个邪也去买了一批，一测试果然一样，心想也许能用，压降正好是0.28V正品的两倍，会不会是内部两个管子串联？也未可知，用了再说，于是就把这批管子焊上去了。若是这个原因，这批管子定然只能报废。

　　于是将高放的L102次级断开，用上一版的天线接上测试，果然毛病凸显，声音比接高放时更小，这证明高放级没问题。将早先买的1N60换上、重新配置驱动电压以后，信号立马改观！再接上高放，弱台全都一个接一个地跳出来了。

        从环混输入处接出：
       

        无高放调试：
       

        换下的二极管：
       


（待续）

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（３）本地振荡器：

　　第一本振仍然沿用原先的设计不变，可参考拙帖《【去库存】全分立二次变频中波机》相关章节。

　　第二本振区别也不算特别大，但从源极电感反馈改为源极电容反馈，从电感三点式变为了电容三点式。同时骨架不再使用TTF-1，而用175型骨架代替。这种骨架采用螺纹磁芯调感，外套磁杯形成闭合磁路。磁杯与塑料骨架之间的间隙很小，骨架的材料比TTF-1的要硬和薄，没有那么大的弹性，加上绕制完毕后用704胶封固，螺纹磁芯与骨架的配合也较紧密，故实例振荡器的频率稳定性比之前强了不少。下图是上电一小时中的频率变化测试图，电路结构是源极电感反馈：

       

　　上电初始约1.1KHz的频偏，比之TTF-1做骨架的振荡器频偏十几KHz要优秀得太多了。实机试用的时候，有风吹、阳光晒、移动产生的振动等等，都未能显著改变正在运行的机器频率，换句话说，此时频率的改变不能以手感的调节区分出来，这已经完全满足指针度盘所需的调谐精度了。

　　第二本振的完整电路如图：

       

　　图中L703的作用，是用来提高源极端的隔离电阻，反馈电流不因R701阻值过小而被泄放过多，导致停振。一个电感系数为1.45μH/√匝的磁环，0.12mm^2的塑料绝缘线穿绕19匝即可。

        Re302是BG302射极输入的等效电阻，用于分析电路，实际电路中并无此物。

        R702与C705构成一阶低通滤波器，将振荡器随频率上升而升高幅度的信号降下来，同时也顺便将二次和三次谐波衰减到-40dB以下。

　　可变电容器C70x和振荡电感器L701都有一个括号内的值，是用于配合7/270pF密封双联的。

　　R701的值用于产生BG701的自偏压，G档的3DJ8在680Ω时信号质量最好，这可用示波器的FFT功能来确认。类似Idss参数的其他型号线性放大用场管也都可以使用。

　　为使电感在调节范围内既能有效变化电感量，又能抵抗震动和温度变化对频率的影响，则电感变化范围一定不能宽，且调节时的物理区域要足够大，因而有必要说明下绕制的方法。下图是骨架的示意图，从上到下共有五个线槽，以A~E字母代之。

       

　　首先在A槽中，用0.17mm漆包线绕1.5匝作为次级；

　　初级用0.13mm漆包线，在A槽中绕2匝，从B至E各绕1匝，再从E~A各绕1匝，然后在B中绕1.5匝抽个头，再从C~E每槽各绕2匝结束。

　　绕制并焊接完成后，给线槽灌上704一类的透明硅胶，略微多灌一点使套上磁杯后能够同时胶固，再将屏蔽罩套上，选一个螺纹配合比较紧密的磁芯旋进一半，根据LCR表的指示调节电感量到大致的位置上，然后静等硅胶干燥。这个时间大概12小时，可以等够一天后再动手进行后续步骤。


（待续）

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ldj7501 发表于 2024-5-9 08:34
擼主理論功力深厚啊！
請問擼主之前是在無線電廠工作的工程師嗎？

謝謝關注 ！我沒什麽理論功力，只是把早年看到想到而做不到的在今天把它慢慢完成了。幹了幾年農民，幹了幾年工人，又幹了幾年碼農，最後在IT崗位上銷聲匿跡。

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百密一疏啊！

之前提供的PCB文件，其中C308的接地端竟然悬空着，今天才发现，这不是让人又要打补丁嘛！

各位先前已取用的朋友万分抱歉，下面是改正的PCB文件，以补前过：

2013023-PCB-05m1.rar (26.58 KB, 下载次数: 267)

2021-10-11 15:06 上传

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爱康木

LC滤波的中频，调谐时感觉真好，没有调偏失真。强

包包

中波灵敏度高了未必是好事，，，天线很重要

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冰岛 发表于 2021-9-21 10:40
以“全国联合设计”收音机的高、中频增益80~90dB，AGC控制20~30dB，末中放输出0.5~1V，可以反向推算出调谐 ...

高放过载不是可以不担心的，管子担任的是一个频段而不是一个频点的放大，所有杂波的总和会比您所理解的过载强上若干倍。不要看选择的频率里没什么干扰，但高放管本身承受的复合信号强度是相当高的。您那个反向推算出来的输入信号强度比实际承受的信号强度要低得多。

我使用的是固定调谐的、磁路开放的输入滤波器，不是“不调谐”的天线线圈。有一个相对固定的带宽，与通常理解的不调谐还是有区别的。

调谐回路的品质因素，通常是用来描述其中心频率与带宽之比，这与组成调谐回路的单个元件的品质因素不是一回事。若要求选择性好，那么调谐回路的品质因素自然是要高；但若不要求特定频率的选择性，却对特定频段有一定的选择性，那么其所谓品质因素是可以根据需要变化的。本例中的L和C，各自的元件品质因素分别高达300多和1000多，但对其选择性要求只有0.84，不能说元件的品质被浪费了吧。本例中L-C回路的插损不过0.1dB上下，元件的高品质因素起了决定性的作用。

中频干扰和镜像干扰，若不采用二次变频方案来避开，这本是一个可以大书特书的题目。

作为二次AGC，其中二极管虽有变阻的作用，但阻值变化范围并不大，其实起的是开关的作用，就是将衰减电阻接入调谐回路而已，不用想太多。环混级接二次AGC似有不妥，二次AGC已经接在高放的输出上，降低了环混的信号输入强度，这个目的已经达到了。

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（４）中频放大器与检波器

　　与上一版相比，中放没有大的改变，见下图：

       

　　BG402射极连接的可变电阻BG406，上一版没有合适的晶体管而使用了国产的3DJ8K，但K档的管子Vp值太大，超过检波器能够提供的水平，所以在这一版中选择了最适合自动增益控制的2SK168F，这种管子的Vp值在(-1.5~-3)V，而Idss时的导通电阻非常低，只有40Ω左右，非常适合本机的使用目的。

　　在BG406的测试端上，连接万用表的电阻档，可以观察到不同信号强度时，作为可变电阻的BG406的阻值变化情况。在较强信号时，这个电阻的阻值在十几KΩ，较弱信号时则一般在数百欧上下晃动。

　　在大信号到来时，二次AGC的电压不能将前级D301充分打开，R301-D301的总电阻较高，对L102的衰减作用不够强，故在R406上并联一个恒流二极管D403，一旦信号强度达到二次AGC的动作阈值，帮助D401提升到更高的电位上，以确保L102的衰减达到预期值。由于R406从上一版的5.1KΩ提高到7.5KΩ，所以在小信号时，增益还提高了3个多dB。

　　调试得当时，检波器在本地台强信号下的输出直流电压（TP402）可达1.4V，同时测得的交流音频信号电压有效值亦达到0.47V，这个幅度相当于电台信号的调制度为35.6%左右。

　　无信号时，检波器的静态偏置电流约4μA，可以增强小信号到来时的快速过渡。


（５）二次自动增益控制：

　　二次自动增益控制（2ec.AGC）均位于高放和变频部分的高频部，分为高放控制和中放控制两个部分，见下图：

       

　　控制高放增益的R301-D301支路中，D301由硅开关管BA483和锗检波管1N60串联而成，测试TP303上的对地电压，达到(4.55~4.65)V时，这一支路进入导通状态，信号开始有所衰减；当TP303上的电压达到(4.7~4.8)V时，信号显著衰减；在最强信号时，TP303上的电压可达(4.95~5.05)V或略微超过，这时的衰减最强，按图示参数可达到18dB的衰减量，详见（２）节介绍的内容。不使用R301-D301支路时，T402上测得的强信号检波输出直流电压可达(1.9~2.0)V，TP303上的对地电压则达5.2V左右。

　　高放级增益控制的对象是宽带变压器，故无论信号强弱均不影响整机的有效选择性。

　　中放控制部分主要是对集总滤波器IF30x进行操作，使最强信号到来时展宽滤波器带宽并进一步降低增益。这一步操作之所以要比高放的控制发生得晚，是考虑到强弱不同的两个邻频信号，因强信号的边带掩蔽效应而使弱信号的接收劣化。先一步将高放衰减以后，集总滤波器不会马上展宽频带，从而以有效的选择性来通过弱信号。

　　D302~D305均由两个BA483串联而成，在TP303上的初始对地导通电压大约为(4.95~5.05)V之间。最强信号时，这四组二极管导通后的滤波器电感并联电阻为24KΩ，有效的负载电阻从100KΩ降为大约19KΩ，理论上极限衰减可以达到57dB，极限带宽增加到24KHz或±12KHz。滤波器中每一个L-C节的单独控制，可以使滤波器总的带宽特性均匀变化，而不会使通带波形出现大的畸变。


（６）低频放大器：

　　

　　低频放大器没有什么悬念，照例采用高β、大闭环的分相驱动放大器，简单易作，缺点是适应的电源电压范围有点窄。闭环增益为20dB，输入信号达到0.2V有效值就可以满功率输出。不过这时候的失真有点大，输入信号幅值在0.1V有效值时听感比较好，配合5吋左右的扬声器箱，在20平米房间内足够柔和与响亮。


（待续）

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kenneth_zhu 发表于 2021-9-21 09:38
大作，大作。

效果非常好，特别是在大城市里能这样。

3DG32F不算低噪声管，但却是普通管中噪声比较低的。实机中用2N3904代替，增益稍低一些；3DG32F不太舍得用，还有些小农心理 。2G711是较早期的甚高频管，靠的是大功耗下降低比较显著的rbb'来制衡噪声电流，相比之下3DG32F要有优势得多。

kn988

楼主于中秋佳节为矿坛推出的佳作，拜读了；认真学习！

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kenneth_zhu 发表于 2021-9-21 11:42
2G711我手机实测的拆机J货，在中波高放、变频这种电流下，噪声系数很小。
对于这种本来是UHF用的，用在中 ...

2G711有早期版本和后期版本，性能相差较大。后期版本和3DG32F类似，据说采用国际流行规范制造梳状发射极，使发射极电流在高频下均匀分布，并附带大幅降低rbb'的电阻。并且由于梳装发射极技术带来的一系列优势，rbb'不随Ic的增减而变化，也使设计方面的麻烦减少许多。

不过2G711设计为中功率管，噪声系数不是重要问题。