初学者对电子管倒相电路的学习研究。倒相电路有几种？对称性？增益？各种优劣？调整？

lxa000

我喜欢牛倒相：

于海旺

本帖最后由 于海旺 于 2020-12-7 23:01 编辑


所有电路原理图从略（感兴趣自己找）。
1，自动平衡式倒相；2， 屏阴分割式倒相；3，共屏极负载式倒相； 4，共阴极负载式倒相；5，长尾式倒相；6，长臂式倒相：7，分压式（衰减式）倒相； 8，阴极耦合（剖相式）式；9，柴尔式（交叉平衡式）倒相； 10，双四极管阴极耦合式倒相； 11，“帘栅倒相法”   输入信号直接倒相：包括12，变压器倒相,13，扼流圈倒相。,

目前音响常用的：长尾式倒相；分压式倒相；剖相式倒相。

三大经典电子管倒相电路剖析
   在当今高保真音响电子管推挽放大电路中,倒相电路最常用的有三种,剖相式、长尾式和分压式,此所谓三大经典电子管倒相电路。在三大经典电子管倒相电路中,由于关键部位存在相移元件电容,或者存在等效电容等有关因素，致使两路输出信号在电流相位上下不平衡,即相位差并不是绝对相差180度,其中一路的相位会有所超前或滞后,这两路相位不平衡的电流最终作用到负载上,致使两路输出信号电压的相位不平衡的。虽然有时候相位偏差是微量的,但今天我们知道由于相位误差带来的害处不容忽视。

试分析一下三种经典倒相电路各自的优点和缺陷。
一.剖相式
   由于将负载电阻平分为二,倒相管阴极电阻很大，具有深度负反馈作用,所以增益小于1,没有放大作用，不能推动大功率的功放管,并且屏,阴输出阻抗不一致，灯丝与阴极间存在分布电容,使得高频范围内两路输出信号幅度不平衡,相位平衡度欠好。另外,由于输人端和前一级直接耦合,故阴极电位很高,一般超过了阴极与灯丝的耐压极限,应当解决阴极与灯丝间的耐压承受问题,还有,在管子的选用和电路的设计上自由度不高。优点是,电路很简单,性能稳定。
二、共阴极长尾式
   两只电子管靠共阴极电阻完成差动放大倒相,一只管子栅级与前级直耦,另一只管子通过一只接地电容与地交流连通,这个电阻取值较大,同样存在深度负反馈，增益低,但大于1,有一定的放大作用,由于共阴由于共极电阻受到限制不能取得过大,差动性能不是很理想,由于那只落地电容的存在,会造成两路输出信号相位不平衡。另外、阴极电位很高,同样要处理好灯丝和阴极的耐压承受问题,选管的自由度也不高。优点是,电路简单,性能稳定,输出阻抗、等效电容一致,幅度平衡性较好。
三,分压式
   电路较为复杂,适合驱动自给偏压的后级功放管，如果功放管用固定偏压,电路将非常复杂,一般不用。特别是两路输出信号的移相的偏差不同,输出信号相位的一致性难保证。优点是,增益大,可以不用前置电压放大级,不用再设推动级而直接推动功放管,线路的设计,选管有很大的自由度,而且,阴极电位很低,不需要解决灯丝与阴极的耐压承受问题。
   可以看到,它们各有各自的优点和缺点,难以兼顾技术上的各个方面,两路输出信号相位不平衡,是三大经典电子管倒相电路都共同存在的缺陷。

60年代的爱好者

只有变压器倒相是经典的、没有相位失真的，但是频率响应完全由变压器的特性决定。
其他的倒相方式，都不可避免产生相位失真，虽然在频率方面有所改善。
所以，没有绝对好的方式，只是看你对什么指标要求更高，在两个坏蛋中挑一个。

wld390

无线电静默 发表于 2020-12-7 11:18
电子管倒相电路

请教老师，打开网页后，有一个四极管倒相电路图有点不明白，C用多大的容量？R哪里去了？请老师们指教，谢谢！

无线电静默

wld390 发表于 2020-12-8 01:27
请教老师，打开网页后，有一个四极管倒相电路图有点不明白，C用多大的容量？R哪里去了？请老师们指教，谢 ...

这是讲原理的，元件数值不重要吧？

没有仔细研究，不知道怎么回答。
另外，这个电路实用性差，建议选用别的电路，比如分压式。

无线电静默

电子管 差分倒相。
我最看好的。
可能也是最好的。

http://www.henlito.com/chinese/news/10/3214.html

无线电静默

于海旺 发表于 2020-12-7 23:25
本帖最后由 于海旺 于 2020-12-7 23:01 编辑

于老师讲了很多种类，讲得很好。

再给我们讲讲差分式？就全了？？？

无线电静默

本坛已经有先行者经行过研究。。


倒相电路这么多，到底哪个最好啊？


http://www.crystalradio.cn/forum ... 0&fromuid=10690
(出处: 矿石收音机论坛)


四种倒相电路的仿真分析
http://www.crystalradio.cn/forum ... 5&fromuid=10690
(出处: 矿石收音机论坛)

无线电静默

强烈推荐：

https://www.doc88.com/p-779450962859.html

电子管前级放大器中的电子管倒相电路分析



一个初学者得出的结论：

如果你要选用电子管倒相电路，我推荐的二选一是：

1、分压式倒相，对称性好，电路简单，用管少，增益高。
2、差分式倒相，对称性好，电路简单，用管少，理论上不用调整。

jupeter

要想正确理解倒相电路，还是研究一下文革前的关于胆电路的教科书。90年代以后的胆机文章良莠不齐，相互转抄，谬误错漏百出。作者自己以其昏昏，更难以使人昭昭。

jupeter

wld390 发表于 2020-12-8 01:27
请教老师，打开网页后，有一个四极管倒相电路图有点不明白，C用多大的容量？R哪里去了？请老师们指教，谢 ...

那句话纯属“胡诌”，这种文章不过是混稿费的，你越看越糊涂。

于海旺

    推挽电路，能够在失真较小的情况下，较大的输出功率和较高的转换效率。主要是电路的对称性，能抵消所产生的非线性失真。这样要有对称性。 得到的振幅相等和相位相反的两个对称电压，用来推动推挽电路。
★可以用变压器把放大器从单端转换成推挽的电路。但是，由于变压器电路具有价贵和频率特性不佳等缺点，一般在小功率推挽上，用得较少。利用阻容耦合方法来实现推挽激励的电路，即倒相电路。
★分负载倒相电路(屏阴分割式倒相）
      阴极输出电阻，交流信号电压通过地端加到它自己的栅极上，形成很深的负反馈，使电路的放大倍数降低，
      优点，它有较好的传真度，即使是在栅极上有一个较大的负偏压，使得倒相电路的工作点处在特性曲线的弯曲部分，负反馈也能消除由此而产生的非线性失真。
      缺点是：由于阴极和灯丝之间的分布电容，以及阴极电路和屏极电路的对地分布电容不同，这些电容对电阻R1及R2上的电压起着不同的旁路作用，因而，在高音频时，两电阻上的电压不再相等，破坏了输出电压的对称性。
     由于它减小了失真，电路也比较简单，加上只是在高音频时，不平衡现象才显得严重，而在一般情况下，并无严重影响，所以目前这种线路应用得还比较广泛。
★分压式倒相电路
    上述电路美中不足之处，是对电压放大倍数的影响特大。为次出现这种电路它由两个电子管组成，电子管G1用作一般放大，叫作放大臂，电子管G2用作倒相，叫作倒相臂。
    这种电路没有像分负载倒相电路那样的负反馈，因而保持了较大的放大倍数，可得到较大的输出电压。但由于增加了一个倒相臂，不可避免地，在交连电路以及极间存在着分布电容，必然使音频的高频段产生相移，于是就产生了不平衡现象和引起失真，这种现象越是在高音频，就越显著，因此这种电路也不可能在整个工作频段内保持平衡。
★自动平衡式倒相电路
    这种电路是分压式倒相电路的改进，电路基本相同，也分为放大臂与倒相臂两部分。主要区别是，增加了一个自动平衡电阻R自。这种电路不能作成真正平衡的。为了保持R自上有一部分电压，我们必须调整Rg3和Rg4，使其存在一些很小的不平衡现象。Rg4比Rg3约小6％左右。R自的数值一般取相当于Rg3或Rg4的一半即可。
    由于有一部分电压在R自上互相抵消，所以放大倍数受到一些损失。但由于这种电路能自动保持平衡，调整起来比较方便，电路也比较简单，所以目前应用较广。
★长尾式倒相又称阴极耦合式倒相电路。
   阴极耦合倒相电路，又称长尾式倒相电路，这个电路的频率特性非常平坦，也是很多名机采用的倒相电路，一般要求两个屏极负载电阻(R1.R2)也要相同，如果测得上、下两个输出电压振幅差较大，或放大器有失真，经调整各管的工作点，失真未能彻底消除时，可试将RK的阻值加大5%～10%左右，可能失真就会小些。
   优点是增益高，用管少，开环频响较好；缺点是长尾倒相级对称性一般，需仔细调试。
★★传统的倒相电路主要有以下五种
一、剖相式(也称分负载式)。
二、共阴极长尾式(以下简称长尾式)。
三、分压式。
四、自动平衡式。
五、变压器耦合式。
   
    ● 差分放大倒相。
     差分放大电路是为解决直流放大器的工作点漂移而出现的。由于集成电路中晶体管的一致性好，且大电容不易制造，差分电路已成为模拟集成电路中放大电路的主要形式。电子管差分放大器与晶体管差分放大器原理差不多，但在音频领域内实际应用并不多。
      优点是输入、输出均可选择单端、双端任意搭配，十分灵活。如可实现单端输入，双端输出，且输出大小相等、相位相反的电压。倒相对称性优秀，开环频宽较好。
      缺点是多用了一倍的电子管及元件，且选管配对要求高。不增加驱动级开环增益低。

     

无线电静默

附带学习：

电子管功放电路的增益设计



来源：－－ 作者：－－浏览：421时间：2016-08-10 14:18标签：
摘要： 整机增益决定了放大器的输入灵敏度，根据功放的重放内容设定合理的灵敏度是增益设计的前提。对于合并式前后级一体的机型而言，放大器输入端直接接入信号源的音频输出信号，因此灵敏度的设定根据是信号源输出电平。但是，信号源的输出电平并非定值，随生产厂家，产品档次不同大有出入，而且产品说明书上给出的只是最大输出能力，实际输出信号随信号载体和信号内容都有极大的变化。对此，增益设计的对策是必须兼顾载体的低电平下限，

　　整机增益决定了放大器的输入灵敏度，根据功放的重放内容设定合理的灵敏度是增益设计的前提。对于合并式前后级一体的机型而言，放大器输入端直接接入信号源的音频输出信号，因此灵敏度的设定根据是信号源输出电平。但是，信号源的输出电平并非定值，随生产厂家，产品档次不同大有出入，而且产品说明书上给出的只是最大输出能力，实际输出信号随信号载体和信号内容都有极大的变化。对此，增益设计的对策是必须兼顾载体的低电平下限，采用比计算值高出一倍的增益，以使功放有较大的适应范围。此举也不必担心输入信号过荷增大失真，因为所有功放中都毫不例外的采用不小于-60dB的衰减式音量控制器。
　　目前音频信号源几乎以CD、VCD为主，此类影碟机的输出电平标称500mV～l000mV，有的高达2V，其单位也各不相同。有的注明有效值(rms)．也有的标注为峰值(PP)，如以此作为合并式功放灵敏度设计根据则十分麻烦。难怪市场上有的合并式功放灵敏度竟低到800mV～1000mV，无疑此类功放重放碟机肯定“放的响”，但总有一天会遇到音量不足的碟机的！按国际通用标准，大多数前后级一体合并式功放，其CD输入接口灵敏度为200mV±50mV。

　　对A、AB1类胆功放而言，整机增益是指输出级以前的所有电压放大部分总增益。输出级的作用是将放大KV倍后的信号电压，转换为输出功率，在此过程中，其电压增益与KV比较微不足道。放大器输入接口灵敏度EiIN，系指放大器输出额定功率时的信号电压，而输出额定功率时输出级输入端驱动电压EiOG，对一定应用状态的输出管几乎是定值。所以，电压放大器总增益KV可用下式表示：KV（倍）=EiOG/EiLN，此式表示将输入信号EiLN放大KV倍，使之达到输出级额定驱动电压，当然，条件是放大器必须能够输出额定功率。

　　所有输出级电子管，在一定输出功率时的驱动信号幅度，在电子管特性中不难查到。例如2A3A类输出3.5W，EiOG=45Vpp，300BA类8WEiOG=74Vpp。另外，对HI-FI音响而言，绝大多数为A、AB1类，其驱动信号峰值永不大于栅负压，将输出级栅负压值作为EiOG的峰值则更简单（栅负压值可在放大器图纸中找到）。根据预设灵敏度EiIN峰值和EiOG峰值之比，得到整机电压增益KV（见下式）也可将此电压比取对数成为：



    也可以将此电压比取对数成为：

　　KVdB=201gEiOG/EiIN，以分贝表示电压增益。

　　一、增益设定的基本规则
　　
　　放大器在应用状态时，EiIN端送入的是各种音频信号源输出的音频信号，其波形随声源的不同有极大的起伏，而且不同的音频信号源输出电平也有极大的差异。所以，EiIN端口往往不止一个，或增设电平转换放大或衰减器。放大器的灵敏度则是由等幅度单频正弦波输入时模拟测试得到的值。为了使各种信号源都可放大到EiOG值，所以在电压增益的设计中，实际增益值应取①式计算结果的两倍，以适应电平输入信号，使各种信号源在音量控制器的调控下放大器能得到额定输出功率。例如：一台用于CD机重放的功放，输出功率3.5W，末级驱动电压EiOG=45Vpp，要求放大器灵敏度EiIN=200mV，则由①式得出：

　　KV=45V/0.2V=225倍，则此功放的前级电压增益应取计算值的两倍即450倍（50dB以上）。国外多数2A3单端机设计增益比此还要高，虽此举不排除兼顾重放其他信号源（如LP唱盘等）的因素，仅就光盘重放也是必须的。目前CD、DVD等光盘机大多注明其音频输出为1V以上，但这仅是其最大输出能力（标榜其D/A转换、输出运算放大器的动态范围）。在节目重放时随软件生产厂不同，节目内容不同，实际音频输出幅度距此甚远，只有将功放EiIN提高才能达到重放的输出功率。国内胆机不乏有的2A3单端机采用输入灵敏度达800mV～1V的增益设计。按上式计算，增益只为45V/0.8V=54倍，整机电压放大选择为100倍左右，如有的机型采用6SN7组成前置级和驱动级，总增益最大只有180倍～190倍。实用中必然发现此类功放输出功率严重偏低，致使部分影碟机重放DVD音量不够，甚至部分节目碟片不能正常重放，厂家的应急方案往往是借此推销其分体前级…，
　　
　　二、各级增益和分配原则
　　
　　对于低内阻三极管输出级或大功率输出级的功放，输出级驱动幅度大多超过45Vpp，为使整机灵敏达到200mV~300mV，电压放大系统增益往往达到400倍以上，显然不是一级电压放大所能实现的。常见方案是用两级电压放大，其中第一级是小信号放大，设计侧重点是噪音、失真小，适中的电压增益。第二级为驱动级，设计重点是与第一级增益配合满足总增益需要，同时有足够的动态范围输出，满足EiOG信号的幅度要求。两级以上电压放大器的串联还需注意每级放大器输入/输出电平的关系，防止引起噪音和非线路失真增大。两极的前级组合切忌采用双三极管电路参数完全相同的两级放大器，因为前置级和驱动级各有不同的两级放大器，且前置级和驱动级各有不同的要求，前置级工作于低电平输入，宜采用SLY参数表中的无栅流驱动状态。为了得到足够的增益，可选择μ在35左右的双三极管分别用于左右声道的前置级。驱动级则选用μ=20左右的三极管，利用其有效的动态范围，以输出足够幅度的驱动电压。以2A3单端输出级为例，输出灵敏度200mV，前级总增益450倍，驱动级选择6SN7或者6N6，在EB=300V，输出45V以上驱动信号是轻而易举的。当采用6N6时，非线性失真可＜30%，而输入信号只需不足4Vpp。

　　为了达到450倍的前级增益，可用μ为35的6N1或μ=33的6DJ8作为前置级，其本级增益可轻松达到20倍～28倍，与驱动级达到完美配合。6N1和6DJ8属中μ管，用于前置级有较小失真，即使输入信号真的达到lVpp，其非线性也远比高μ管6N2、6N9P等低得多。

　　多级电压放大器串联组成放大系统时，必须按上述原则安排次序，后级采用低μ、大动态电子管，前级则依次递减的动态范围，即越处前级，μ值可高于下一级，不宜倒置。有时高μ管接成阴极输出器，其增益小于1，则不在此例。同理，在高μ管应用中，本级有反馈量较大的负反馈时，输入信号不再受限于栅负压，其动态明显扩大，因此可以用在低μ管之后。例如麦景图MC-275中，12AU7倒相后由大动态低μ管128H7作对称驱动放大器，然后以高μ管12AX7阴极输出级变换阻抗送至输出级栅极。对于推挽输出级而言，倒相器常用μ值30以上中μ管，以改善倒相输出信号的对称性。

　　此时倒相级一般采用有本级负反馈的长尾式倒相器，自平衡倒相器，此倒相电路使中μ（甚至高μ）管动态范围有所扩展，所以，倒相器之前仍可采用低μ管驱动。对推挽输出级的驱动要求相位相反、幅度相等的两路输出，当每路驱动信号达到45Vpp时，一般电压放大管特别是中μ、高μ管极难满足，稳妥的设计是在倒相器之后加入低μ、大动态双三极管(如12BH7、5687、6N12P、6N6)作对称双路放大后再驱动输出级。

无线电静默

强烈推荐，必须学习：


http://www.51hei.com/bbs/dpj-52214-1.html





电子管功放简易设计，写给初学者! [复制链接]




常见的电子管功放是由 功率放大，电压放大和电源供给三部分组成。电压放大和功率放大组成了放大通道，电源供给部分为放大通道工作提供多种量值的电能。
一般而言，电子管功放的工作器件由 有源器件（电子管，晶体管）、电阻、电容、电感、变压器等主要器件组成，其中电阻，电容，电感，变压器统称无源器件。以各有源器件为核心并结合无源器件组成了各单元级，各单元级为基础组成了整个放大器。功放的设计主要就是根据整机要求，围绕各单元级的设计和结合。

这里的初学者指有一定的电路理论基础，最好有一定的实做基础
且对电子管工作原理有一定了解的

（1）整机及各单元级估算

1，由于功放常根据其输出功率来分类。因此先根据实际需求确定自己所需要设计功放的输出功率。对于95db的音箱，一般需要8W输出功率；90db的音箱需要20W左右输出功率；84db音箱需要60W左右输出功率，80db音箱需要120W左右输出功率。当然实际可以根据个人需求调整。

2，根据功率确定功放输出级电路程式。
对于10W以下功率的功放，通常可以选择单管单端输出级；10－20W可以选择单管单端功放，也可以选择推挽形式；而通常20W以上的功放多使用推挽，甚至并联推挽，如果选择单管单端或者并联单端，通常代价过高，也没有必要。

3，根据音源和输出功率确定整机电压增益。
一般现代音源最大输出电压为2Vrms，而平均电压却只有0.5Vrms左右。由输出功率确定输出电压有效值：Uout＝√￣（P·R），其中P为输出功率，R为额定负载阻抗。例如某8W输出功率的功放，额定负载8欧姆，则其Uout＝8V，输入电压Uin记0.5V，则整机所需增益A＝Uout/Uin＝16倍

4，根据功率和输出级电路程式确定电压放大级所需增益及程式。（OTL功放不在讨论之列）
目前常用功率三极管有2A3，300B，811，211，845，805
常用功率束射四极管与五极管有6P1，6P14，6P6P，6P3P（807），EL34，FU50，KT88，EL156，813
束射四极管和五极管为了取得较小的失真和较低的内阻，往往也接成三极管接法或者超线性接法应用。下面提到的“三极管“也包括这些多极管的三极管接法。
通常工作于左特性曲线区域的三极管做单管单端甲类功放时，屏极效率在20%－25%，这里的屏极效率是指输出音频电功率与供给屏极直流电功率的比值。
工作于右特性曲线区域的三极管，多极管超线性接法 做单管单端甲类功放时，屏极效率在25%－30%。
而标准接法的多极管 做单管单端甲类功放时，屏极效率可以达到35%左右

关于电子管特性曲线的知识可以参照

三极管及多极管的推挽功放由于牵涉到工作点，电路程式，负载阻抗，推动情况等多种因素左右，所以一般由手册给出，供选择。

在决定输出级用管和电路程式之后，根据输出级功率管满功率输出时所需推动电压Up（峰峰值）和输入音源信号电压U'in（这里的U'in需要折算成峰峰值）确定电压放大级增益。Au＝Up/U'in。例如2A3单管单端所需推动电压峰峰值为90V，输入信号峰峰值为1.4V，则所需增益Au＝90/1.4=64倍，若为开环放大，则取1.1倍余量，实际所需开环放大量Au'＝70倍。对于多极管或者推挽功放，常施加整机环路负反馈，这时取2倍余量Au'=128倍，整机反馈量也可以控制在6db以内。
如所需增益小于50倍，可以采用三极管或者五极管做单级电压放大。如所需增益大于50倍，可以采用三极管的多级电压放大或者五极管做单级电压放大，这些将在下面的电压放大级设计里提到。

2，电压放大级设计概要
电子管电压放大级通常由单管共阴放大器组成，其基本电路如下图所示：

0.001.jpg

放大电路分为无信号输入时的静态工作情况和有信号输入后的动态工作情况。对放大电路工作情况分析有两种方法：图解分析法和等效电路分析法。作为简易设计，这里主要介绍图解分析法。对于电子管工作原理及特性曲线尚不了解的，

一、静态工作情况分析
分析静态工作情况，主要分析其屏极电压Ua，屏极电流Ia和栅极偏压Ug。下面采用图解分析法进行分析。简易分析参照链接如下：/

二、动态工作情况分析
静态工作情况选择是为了动态工作具备良好的条件。电压放大级工作于小信号，只要电路设计得当，非线性失真度较小，基本可以忽略不计。所以，对电压放大级动态情况分析主要有电压放大倍数，频率失真程度及输入、输出阻抗等。
（一）电压放大倍数简易分析
根据图一所示，其交流等效负载R'L=Ra·RL/(Ra+RL)

其放大倍数（中频段）A=────────
1＋ra/RL+ra/Ra

式中，u为电子管放大系数，ra为电子管内阻。
对于五极管，由于其内阻远大于R'L，所以其放大倍数可由下式计算：
A＝gm·R'L
式中，gm为五极管跨导

（二）幅频响应简易定性分析
在其他参数一定的情况下，低频响应主要受到输出耦合电容C和阴极旁路电容Ck的影响
输出耦合电容越大，阴极旁路电容越大，低频截至频率越低
高频响应主要受到信号源内阻，电子管极间电容（主要是Cga，屏栅间电容，由它产生密勒电容效应，粗略估算为u倍的Cga），本级输出阻抗和下一级输入对地电容的影响。
信号源内阻减小，电子管极间电容减小，本级输出阻抗减小以及下一级输入对地电容的减小都可以有效的提高高频上限截至频率。

（三）输入、输出阻抗简易分析
在一般情况下，输入阻抗主要由输入栅漏电阻Rg决定。高频段由于输入电容开始显现作用，逐渐成容性。
输出阻抗：在忽略分布电容的影响下，输出阻抗为电子管工作实际内阻和R'L的并联值
因此尽量选择较小内阻的电子管以降低输出阻抗，避免分布电容对高频段的影响。

0.002.jpg

做放大倍数简易分析：

设6N1 u＝35，ra＝10k，图中RL＝150K，Ra＝75K
则放大倍数A＝35/(1+10/150+10/75)=29倍

另外需要注意的地方是
1、电压放大级的最大输出电压能力要大于下一级需要的最大输入电压
2、实际电子管手册中往往给出电压放大管做共阴放大的各种工作条件和特性
给出的参数主要有 电压放大倍数A，最大输出电压Eo
例如6SN7电子管手册中，所给出的条件如图所示：

可以方便的查阅，以供设计便利

电子五极管和电子三极管做RC耦合单级共阴放大的选择问题：
当输出信号幅值远小于可能输出最大电压幅值时，则选用五极管电路失真较小
当输出信号幅值较大时，则选用三极管电路失真较小
但五极管电路增益较高，输出幅值较高u三极管来得大
由于五极管电路输出阻抗较大，不适于后级输入电容较大的电路，因此五极管更适宜做为小信号输入级，或者驱动输入电容较小的束射四极管、五极管标准接法电路。

电压放大级信号相位的判断：
对于电子管电压放大器，共有三种电路放大程式，共阴放大器、共栅放大器、阴极输出器
他们的特点一一对应晶体管电路中的共发射极电路、共基极电路、射极输出器（共集电极电路）。
在常见的电子管共阴放大器中，如果把栅极看作对地短路，没有信号输入，此时在阴极施加信号，则形成了共栅放大。
共阴放大中，栅极输入信号和屏极输出信号反相，此时阴极和栅极信号同相
共栅放大中，阴极输入信号和屏极输出信号同相
用（＋）表示同相，（－）表示反相，则同时标注在图中如下：

0.003.jpg

图中黑色标号表示栅极做输入端，红色表示阴极做输入端
采用这种相位标注法可以为日后判断反馈相位提供一定的基础

倒相级简易介绍
倒相级也属于电压放大器的一种，它的分析计算方法原理同普通电压放大单元，
它负责产生一对幅值相等，相位相反的信号以提供推挽输出级使用。
常见的倒相电路如图所示：
0.004.jpg

相位已经标注在图上分析。这种倒相主要是从上管的输出信号Usc1中取出一部分信号Usr2供给下管进行放大，得到一对倒相信号Usc1和Usc2。

0.005.jpg

此种倒相形式较为简单，其原理是利用了电子管栅极输入信号时，屏极和阴极输出信号相反来达到目的的。
0.006.jpg

长尾倒相级是差分放大器的变形。相位已经标注在图上。
信号由V1管栅极输入，同时通过屏极和阴极输出一对相位相反的信号
V1管阴极输出阴极信号耦合到V2管阴极输入，V2管栅极交流信号对地通过电容C短路，是共栅放大器。由V2管屏极输出和V2管阴极相位相同的信号，可见是和V1阴极信号同相的，和V1屏极反相的，从而获得了一对倒相信号。由于电子管屏阴放大倍数不同，阴极耦合程度越高倒相对称度越好，因此可以增加阴极电位，即通过Rk2来抬高电位，增加耦合度，Rk1，Rg1，Rg2保证两管的正常静态工作点。较大的阴极电阻Rk2就是通常称作的”长尾巴“，在差分电路里常用恒流源替代，因为恒流源等效交流内阻趋向无穷大。Rg1和Rg2是和普通共阴放大器电路中Rg一样的栅漏电阻。

由于长尾电路V1管栅极需要高电位来确保”长尾巴“，所以常和前一级电路进行直耦，变形为我们熟悉的长尾电路，如图所示，其电路原理是相同的

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由于长尾倒相的尾巴不可能无限长，故对称性始终受到限制，上管的放大倍数略大于下管
一般设计时，使下管的屏极电阻值为上管的1.1倍，以平衡输出电压幅值。而差分放大则没有这个缺点。

3，功率放大级设计概要
功率放大级设置在放大通道的末级，工作于大信号状态，屏极接的是输出变压器、负载是具有电抗性质的扬声器，所以是非线性失真、频率失真的主要产生级。功率放大级着重考虑的问题是失真尽可能的小，在满足这点的情况下，输出信号功率尽可能的大，转换效率尽可能的高。

功率放大管主要有如下的重要定额和特性：
1，最大屏极耗散功率，最大屏极电流，最大屏极脉冲电流
多极管和工作于有栅流电路的功率管还有这些特性：最大帘栅极耗散功率，最大栅极耗散功率，最大栅极电流。

2，输出功率。所能输出功率的大小，主要决定于功率管的型号和功放级采用的电路程式。不同型号的功率管采用不同的电路程式。功率管栅极的推动信号电压或功率强度也有不同的要求，

3，非线性失真。功放级工作于大信号状态，所以正常情况下整机的非线性失真主要主要产生于功率放大级。功放级的非线性失真程度除了与电路设计有关外，功放管本身产生的非线性失真常达5%左右，有的甚至达到10%左右。

静态情况分析：
功率放大级基本工作电路结构如图所示：

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图中所示的是束射四极管，屏极直流回路是变压器初级绕组，绕组的直流电阻很小，所以屏极电压Ua近似等于供电电压Ea
分析功率放大级的静态工作情况，主要分析他的屏极功耗Pa，屏流Ia，静态屏压Ua，静态栅偏压Ug。其分析方法主要和电压放大级类似，但是直流负载线是过Ua的一条垂直于横坐标的直线。

动态情况分析和其他的简易分析参见如下链接：



功率放大级的放大类型与工作状态分析：
电压放大级和单管单端放大级为了减小非线性失真，静态工作点Q应该选择在负载直线的中央部分。如图所示：

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图也表明了不同的负载线造成的不同工作情况带来的失真

然而，为了提高效率，只要配合一定的电路程式，静态工作点也可以工作于更低的偏置
为此，功率放大级分为A类（甲类）、B类（乙类），AB类（甲乙类）
仔细分，还可以分为A1类，A2类，B1类，B2类，AB1类，AB2类
这里的1类表示始终功率管工作于没有栅流的驱动状态，2类表示允许出现栅流

常见A类，AB1类的简易定性分析：
A类放大，在信号整个周期内屏极回路均有屏流，它屏流变化非常小，非线性失真小，屏极效率低，屏极回路直流分量大。
AB1类放大，静态工作点稍靠近屏流的截至点，整个信号周期内会有屏流截至状态出现，造成较大的非线性失真，但是屏极效率较高。为了解决非线性失真的问题，在电路程式上采用推挽放大，由两管轮流工作，弥补了屏流截至部分造成的失真，但是需要一对幅值相等，相位相反的推动信号来驱动。

AB1类推挽放大的设计通常可以查询所用功率电子管手册来完成，或者掌握原理，利用特性曲线求解。

例如EL34电子管手册上给出了多组AB1类推挽工作状态，如下图所示的是其中一组：


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无线电静默

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4，电源供给部分概要

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从负载特性可以看出，在大电流变化场合，电感输入式（Γ型滤波）滤波是最佳选择
但是对于电感参数选择有具体要求，其主要目的是保证电感的续流，故负载电流过小不适宜应用。

表中还可以看出，对于半波整流电路，电容输入式滤波，在接近空载的轻负载，小电流特性下，输出电压近似接近全波整流。
另外，桥式整流也是全波整流，输出特性是一致的，不应该特殊化

电子管整流由于和晶体管整流原理相同，不多做解释

5，整机设计及负反馈介绍

负反馈放大器介绍：
取放大器输出信号反馈到输入电路中，称为负反馈放大器，亦称闭环放大器。反馈信号强度与输出信号电压成正比的，称电压负反馈；反馈信号强度与输出信号电流成正比的，称电流负反馈。
负反馈除减小电路的放大倍数以外，也能在一定程度上改善放大器的性能。主要是：拓展了频率带宽，减小了失真，降低了噪声。

从反馈信号和输入信号的引入方式上，又可以将负反馈分为并联负反馈和串连负反馈两类。顾名思义，串连负反馈即反馈信号和输入信号呈串连关系。
综合起来，反馈可以细分成：电压串连负反馈，电流串连负反馈，电压并联负反馈，电流并联负反馈。他们除了具有负反馈的共同特点以外，还不同程度的影响了输入输出阻抗。
其中，电压反馈降低了输出阻抗，电流反馈增加了输出阻抗；并联反馈降低了输入阻抗，串连反馈增加了输入阻抗。例如，电压并联负反馈既降低了输入阻抗，又降低了输出阻抗；而电流串连负反馈则同时增加了输出，输入阻抗。

设反馈信号和输出信号的比值为β，称为反馈系数。对于电压反馈，反馈信号为Uf，输出信号为Uout，则反馈系数 β＝Uf/Uout
设系统开环放大倍数为Ko，则加入负反馈后的闭环放大倍数Kf可由以下简略公式计算得出：

Kf=Ko/(1+βKo)


若开环增益Ko足够大，且反馈深度较深的情况下，即 βKo 》1时（通常当βKo>10时可以认为βKo》1），公式可以简化为Kf＝1/β，即与开环放大倍数无关，这就是在晶体管运算放大器电路中常见的闭环情况。

典型的单级电压并联负反馈如图所示：
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这里只作简易分析：放大系数 Kf=Ko/(1+βKo)=Ko/(1+Ko·RF/Rs)，
Rs为图中信号源内阻，由于栅漏电阻Rg往往远大于Rs，故此处忽略不计。

输入阻抗 Rif＝Rg||[Rf/(1+Ko)]
而此时的电子管等效内阻 raf＝ra/(1+uβ)，等效放大系数 u=u/(1+uβ)
这表明，u值很高的束射四极管和五极管，当β值较大的情况下，其等效内阻可以接近甚至小于三极管的内阻值。

典型的单级电流串连负反馈如图所示：

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uR'L
放大倍数 Kf＝────────
ra+R'L+(1+u)Rk
其输入阻抗Rif和原输入阻抗Ri的关系为 Rif＝(1+βKo)Ri，是增大的
而此时电子管的等效内阻 raf＝ra+(1+u)Rk，可见电流串连负反馈将开环时的管内阻增大了 (1+u)Rk 倍。

特殊的电压串连负反馈电路：阴极输出器，简易分析见下链接

串连电压负反馈和并联电流负反馈多用于多级反馈电路，可以利用上述方法分析。
多种负反馈组合使用称为混合负反馈电路。

简易实例分析：
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电路由三部分组成：共阴电压放大单元（V1，Ra，Rk组成），阴极输出单元（V2及其周边元件组成），负反馈网络（Rf和Rs组成），另有120K电阻和33uF电容组成了电源退耦部分。

共阴放大单元简易计算：
查表得12AX7特性如下，ra＝50K，u＝100
电路采用直耦，由于阴极输出器输入阻抗甚高，忽略不计，故交流等效阻抗R‘L＝Ra＝220K
可以看出，电压放大级是典型的电流串连负反馈电路，套用上述分析公式，得

本级放大倍数 K1＝100×220K/[50K+220K+(1+100)×2K]＝46.6倍
阴极输出器放大倍数小于且约等于1，设阴极输出器放大倍数 K2＝0.9

则，整机开环放大倍数 Ko＝K1·K2＝46.6×0.9＝42倍
由于反馈信号由电阻Rf与信号源内阻Rs分压获得（电子管V1输入阻抗甚大，忽略不计），故反馈系数

β＝Uf/Uo＝Rf/Rs＝100K/1M=0.1


整机环路负反馈属于典型的电压并联负反馈，故闭环放大倍数套用上述公式，得

Kf＝Ko/(1+βKo)＝42/(1+0.1×42)＝8倍

实际实验结果证明，采用此线路程式，选用12AX7管，实测闭环放大倍数为7.9倍
选用放大系数u=70的6N9P管，实测闭环放大倍数为7.8倍
可以认为计算结果合理，也可以看出，负反馈稳定了电路参数。

附，反馈深度对数计算方法：
反馈深度 Ku＝20lg(Kf/Ko)
如果反馈后，放大倍数Kf＝0.5Ko
则反馈深度 Ku＝20lg0.5＝－6db，即反馈降低了6db电压增益

需要特别指出的是，深度负反馈电路在降低谐波失真的同时，却可能引入新的互调，瞬态互调失真，因此需要谨慎应用。

简易单管单端功放电路设计实例：
设计一输出功率为8W的功率放大器。要求谐波失真小于5%。

1、选用功率放大管。目前常用的功率放大管中，查手册可知EL34五极管做单端A1类放大，其输出功率可达11W，但实际电路中往往存在各类损耗和误差，但输出8W功率还是不成问题，所以选择EL34做输出管比较合适。同时由于功率输出级失真较大，需要引入负反馈。

2、确定电路程式。输出级已经确定采用A1类单端放大，为了稳定起见，采用阴极自给偏置提供栅极所需要的偏置电压。查手册可知EL34满功率输出需要推动电压8.2Vrms，设输入音频信号为0.5Vrms，则电压放大级需要16.4倍放大量。由此可见采用三极管做一级共阴放大即可满足要求。由于满功率输出时EL34功率管失真达10%，需要施加一定量的负反馈，故设定电压放大级电压增益Au＝32倍。满功率输出8W在8欧姆负载上电压有效值Uo＝8Vrms，输入电压0.5Vrms，整机闭环增益Kf＝16倍。

3、功率级电路具体结构依照手册中EL34功放管A1类放大应用值数据和要求安排。如图所示：

4、根据图示数据和要求，做出功率放大级单元电路，如图所示：
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实际取Rk＝200欧姆
由于流过Rk的电流包括帘栅极电流和屏极电流，Ik＝83+13＝96mA
保守计算设Ik＝100mA，则Rk实际承受功率P＝Ik·Ik·Rk＝0.1A×0.1A×200Ω＝2W
为了长时间工作保证稳定，选取标称功率5W的电阻

阴极旁路电容耐压为了安全起见，选取两倍于阴极电阻两端的电压值。阴极电阻两端电压值Uk＝Rk·Ik＝96mA×200Ω＝19.2V，取系列耐压值50V的电解电容
阴极旁路电容的容量依据功放工作最低截至频率而定，
设最低截至频率fL＝20Hz，则Ck不应小于如下公式计算值：
Ck≥3/2π·fL·Rk＝3/(2×3.14×20×200)＝0.00012F＝120uF
这里取Ck＝330uF
功率输出级电压增益：Au1＝1（计算略）

5、电压放大级计算。已经设定电压放大级增益Au≥32倍，通常选择电压放大管u＝2·Au＝64，查手册12AT7放大系数u＝70，符合要求。故选择12AT7做电压放大管。
常用负反馈引入方法如图所示：

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为电压串连负反馈，反馈回路由Rf和Rk2组成，反馈系数 β=Rk2/Rf
同时注意到为了引入整机的电压串连负反馈，Rk2同时引入了电压放大级本级的电流串连负反馈，在计算电压放大级时要一并考虑。
电压放大级电路结构如图所示：
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查手册得12AT7参数，内阻ra＝10K，放大系数u＝70
设定供电电压为Ea＝250V，通常屏极电阻Ra为内阻得2－10倍，这里选取Ra＝24K
功率放大级计算时已确定EL34栅漏电阻Rg＝240K，10倍于Ra，可以忽略不计
故电压放大级交流负载电阻R‘L＝Ra＝24K
利用手册上12AT7特性曲线图做静态分析（具体方法参见电压放大级分析，此处略），
得出12AT7静态工作点，栅偏压Ug＝－1V，屏压Ua＝124V，屏流Ia＝5mA
作图中得出最大输出峰峰值电压Upp已远大于EL34满功率驱动电压峰峰值，故无需验证。
电压放大级增益计算，Au2＝35倍，满足预先要求得32倍

整机开环增益，Ko＝Au1·Au2＝1×35＝35倍
整机需要闭环增益根据前述，已经计算得Kf＝16倍，反馈系数 β＝1/Kf－1/Ko≈0.03
反馈电阻Rf＝Rk1/β＝200/0.03＝6.6K，选取Rf＝6.2K

耦合电容C应该满足系统低频下限
C≥3/2π·fL·Rg＝1/(2×3.14×20×240K)＝0.1uF，取0.22uF，耐压应大于本级直流供给电压，采用400V耐压系列。

电源部分设计各类资料介绍较多，不做详细计算。

整机电路如图所示：
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各项验算工作从略。

推挽放大电路也有由各单元级组成，其工作原理是相同的，作为简易设计也比较容易，不再举例。

关于输出变压器的选择：输出变压器是为了电路服务的，只有针对某一电路设计的输出变压器，而没有什么输出变压器可以同时套用几个电路，即使它的初级阻抗一致。
在其他参数一定的情况下，输出变压器的分布电容基本和漏感成反比，是一对矛盾。
而不同的电路，不同的功率管所需的输出变压器初级电感量必然是不同的

常见的误区是：不结合电路和所用功率管，只讨论输出变压器是不合理的。

在相同的低频参数指标下，低内阻的300B只需要10－20H初级电感量就可以满足要求，而此时的6P3P却需要几十H的电感量，所以两者的分布参数也必然不同。
对于低内阻管而言，所需初级电感量小，影响高频的主要因素是漏感
对于高内阻管而言，所需初级电感量大，影响高频的主要因素是分布电容。
这点在设计输出变压器的时候必须考虑，所以脱离电路谈输出变压器基本是没有意义的。


初学者, 电子管, 功放


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