音响侠客行五十五: 兵器谱: A、AB、B、D、G 类放大的比较

第尾才子

音响侠客行五十五: 兵器谱: A、AB、B、D、G 类放大的比较

音频是消费类电子设备不可或缺的一个重要组成部分。集成耳机音频功率放大器有助于放大低功耗基带音频信号，以在使用耳机时驱动清脆、清晰的音频。典型的线性音频放大器拓扑结构为A类、AB类、B类、C类和E类。虽然这些音频放大器均为线性；但它们的效率并不是很高。请参见图1和图2。对电子管而言, AB类还再分为AB1及AB2两类。将会分别讨论。



图 一



图二:  各种放大器拓扑的导电角

AB类（线性）放大器具有固定的电源轨，消耗固定量的电源电流，以获得理想的输出电压。在桥接式负载 (BTL) 状态下，该电源电流等于输出电流。通过负载的电源电流致使所有输出MOSFET出现压降。MOSFET压降增加的这些电流，在放大器中形成较大的功耗，这就是AB类放大器效率仅为50%的原因。
效率的定义为输出功率（向负载提供的功率）与输入功率（从电池吸取的功率）的比，用百分比表示。更高的效率意味着以热损耗形式浪费的电池功率更少。为了改善便携式音频设备的电池使用寿命，放大器需要更高的效率。



图三

放大器的工作分类是由产生放大作用的主动装置之电流导通的周期与输入讯号周期之比较而决定,而在音频放大电路里,根据晶体管的工作点不同主要可分为 A 类放大与 B 类放大,当然这也是指比较流行的二类放大,尤其 B 类广用于功率输出放大电路上,不过这里还是按照 A、B、C 的顺序,先谈A类放大。

A 类放大
(1)A类失真低效率也低：



图四

一般装机或电路设计者,在设计低频线路,尤其是功率放大时,总要先决定采用哪类放大,然后决定使用什么编号晶体来担任放大组件,而晶体的转移特性曲线是否优 良,亦是决定晶体是否被采用的主要参考依据,现举某一典型的中等功率晶体管的转移特性曲线为例(如图一),此转移特性曲线即代表着输入电压 VBE 与输出电流 Ic 之间的关系,如加在基极电路的直流偏压为 900mV,那么当迭加一峰值为 50mV 的讯号电压于晶体管的基──射极结上时,由于图一中输入讯号(a)整个波形的振幅内,均工作在特性曲线的直线部份,因此引起的集极电流 Ic 的变化是完全与输入波形相吻合,在输入讯号为零时,集极静态电流为110mA,如输入的讯号为正弦波,集极电流的平均值仍等于 110mA,所以不论有无讯号输入,由直流电源供给的电功率都是相同的,这就是典型的单端 A 类放大级的运用情况,由于 A 类操作的工作状态均在特性曲线的直线部份,所以具有最低失真的优点;但由于需要加入偏压,使工作点才能偏置在特性曲线的直线部份,如果想要求输出集极电流 的振幅愈大,则须相应地提高静态集极电流;而由于无讯号时,仍流过较大的静态电流,所以 A 类放大的效率由直流功率转换为交流功率是较低的。



图五


在声频放大里为了经济及提高功率输出起见,一般实用的输出级均接成推挽电路,及两功率晶体管的输出均接在同一负载上,如两晶体管分别接入适当相位的讯号,那 么负载上所获取的功率,将分别由两晶体管共同作所供给(如图二)即为全对称 A 类推挽放大级的电路,在简图显示两晶体管均接有适当的偏压,以确保讯号的振幅均落在特性曲线的直线范围内。在无讯号输入时,两晶体流过相同的静态电流,所 以输出端的中点电压为零值,负载 RL 上也就没有电流流过,亦即处于平衡状态,因在两晶体输入端虽然接入相同的讯号,但在图二中上面所安置的晶体管为 NPN,下面则为 PNP,故当输入讯号为正半波时,显然将使上面 NPN 晶体管或的较大正向偏压导电作用加强, Ic 增加,促使 VCE 下降;对于下面 PNP 晶体管来说,由于讯号极性使其正向偏压受到削弱,导电减少, VCE 增加,由此可见由于正半波讯号加入,虽然将引致一晶体导电加强,另一则削弱,但两晶体的作用都是有使原来平衡的输出端电位有上升的趋势,即所谓一推一挽, 而输出电压的产生,即为由于两晶体的合成作用形成不平衡状况时发生,一般推挽电路的输出功率其容量几较单端放大级大一倍,同时具有更低谐波失真,所以这就 是为什么差不多所有真空管或半导体扩大机,末级强放电路接采取推挽式。

(2)A 类放大的输出谐波成分


图六

A 类放大器的主要特点就是谐波失真较小,如果我们由放大器的输出谐波成分来比较,不难发现 A 类放大时较 B 类失真低(B 类下文将述及),现在我们不妨将放大器接在一失真度极低的音频振荡器,那么放大器的输出波形主要的除了有与输入相同的基波外,还含有其他高次谐波成分,这 视放大器的失真程度而定。现如将输出波形的基波成分滤去,我们比较一下放大器的残余谐波成分,就可找出令人信服的根据,由图三可以看到,A 类放大器的失真主要为二次及三次谐波,而 B 类放大器的失真则含有由高次奇数谐波所组的方波,我们都知道,偶数谐波在乐声上是有关联的,大部分的乐器连续存在大量的二次及四次谐波,否则音色就过于单 调,但奇数谐波和乐声并没有任何关联,只是在极短时间出现在一些敲击声上。所以含有高次奇数谐波的方波失真,是非常难听而刺耳的。

(3)使用 A 类放大的反应如何：
从过去的电子管以A 类及AB类放大电路为主，至现在的晶体管扩大机,无论是商品或业余者的制作中,对于 A 类放大电路感到兴趣的并不太多,其原因是晶体管在A 类及AB类放大中十分容易烧毁。同时在晶体管的制造技术发展过程中,过去生产的大功率晶体管,以锗质为原料,而锗漏电较大,同时极间温度不能超过 75℃,因此它不能适应 A 类放大时巨量的静止电流所产生的热力,但从硅质功率晶体管问世后,同时散热器的设计也有了很大的改进,所以现在对于使用 A 类放大的热耗损处理,也绝不成问题了。由于MOSFET出现及双极管的改良，Hi-Fi 扩大机的设计者渐渐回复到使用 A 类及AB类放大电路,但A 类放大器的低效率问题,仍然不为人们所乐于采用,通常在同等的电力消耗之下,假定用其他类的放大时可获得输出功率 30 瓦特,但使用于 A 类放大时,仅得 10 瓦特而已。A 类扩大机的优点,仍不能盖过其缺点。


B 类放大

(1)B 类为交替担任放大的工作：


图七

如 果设计线路时,我们仍采用如前述 A 类同一中等功率晶体管,但却让其工作于零偏压情况下,则结果由转移特性曲线(同图一),我们可看到图一中的输出波形(b)所示,不只有一半波形因晶体管截 止而被削去成如半波整流器那样,同时如输入为小讯号时,由于晶体管的半个周期内,皆工作于特性曲线的弯曲部份,所以在这半周的输出电流波形也将被严重畸 变,这就是典型的单端 B 类放大级的运用情况。实用的 B 类输出电路,如图四所示为全对称 B 类推挽电路简图,当讯号同时加在两晶体的基极上,则 NPN 晶体管在讯号正半波时导电,而 PNP 晶体管则在负半波时导电,利用两枚晶体管交替轮流工作,结果在负载上合并成的输出波形将与输入波形相同。


图八

以上说明可能读者并不能理解,为了便于解说 B 类放大的工作特性,我们不妨把输出级的合成转移特性曲线理想化看成一直线,即如图五所示在 A 点上,当输入讯号电压 Vin 为零时,输出电流同样为零,当输入电压向负半波变化,PNP 晶体开始导电, Ic 一直增加至输入电压达到峰值 B 点为止,此后由 B 点变化至零,输出电流 Ic 亦逐步减少至截止;当输入电压向正半波变化时,NPN 晶体亦将开始导电,一如 PNP 流向负载的集极电流随输入讯号的大小而变化,像这样,两输出晶体管永远是轮流交替工作的,这就成了 B 类推挽放大器的主要特征。

(2)B 类交叉失真虽大但效率相对提高：


图九

由前述得知,晶体管是交替工作的,但在实际情况,我们晓得晶体管的转移特性曲线的起始部份相当弯曲如图一,一直至 VBE = 0.6~0.7V,所以我们不能予以忽略的;此时输入波形由零向正负方向变化时,在 +0.7V 范围内,输出波形都会引起严重畸变,这种畸变如图六所示,即是所谓的交叉失真,亦即输出波形在 1.4V 之间是不连续的,很明显在小讯号输入时,交叉失真部份将在放大波形上占较大比例,所以总谐波失真在小讯号时反而较大,但 B 类放大级也有它的好处,就是效率较高,在无讯号输入时,静态工作电流一般只有几十毫安(mA),由直流电源供给的平均电流将随讯号增大而加大,但一般扩大 机播放音乐节目时,其平均输出电平仅为峰值的十分之一左右,所以输出晶体管的平均功率损耗是较低,即使长时间工作,也不会产生过热的现象。

(3)B 类加入适当偏压成为 AB 类操作：


图十

如果在 B 类放大加入适量偏压以供给晶体管起始导电电压 VBE (约0.7V),那么就可避免上述交叉失真,由于此类放大工作特性,在无讯号时晶体管流过少量静态电流,而在全部输入讯号内,由于输出级两功率晶体,没有 一个是在全部导电的状况,而仅在超过半周时期内继续导电,它的晶体管偏压的工作点应如图七所示,及输入讯号由正端转变到负端临界点上两晶体管皆导电,这种 工作状况跟 A 类和 B 类都扯上一点关系,故又称为 AB 类放大,而 AB 类电路的效率也在 A 类和 B 类之间,这是介于 A 类和 B 类之间比较特殊的运用,故在此附带一提。

C 类放大


图十一


至于C 类放大的操作情况不适合声频放大电路上, 它的效率很高,一般总在 65%~75% 之间,比 A 类及 B 类更高,所以 C 类放大目前是广泛地用在无线电射频之中。


D 类放大
基于以上 A、B、C 类存在的低效率瑕疵,因而导致了 D 类放大器的产生,D 类放大器有些地方并不像普通线性放大器完全使用声频线性放大用晶体管,而取代的是开关晶体管,因为 D 类放大器必须首先运用调变手续,然后再经解调过程,将原始讯号再生过来,整个 D 类开关式功率扩大机的结构图参考图九所示,即 D 类放大器利用脉冲宽度调变方式,将输入的声频讯号转换成一序列的高频脉冲,而脉冲的宽度则为输入声频讯号瞬间振幅的函数,即当讯号向正方向增大的时候,其 调变器可以使脉冲宽度加宽,而当讯号趋向负方向时,它又可以将脉冲宽度变窄,因此最后产生了如图九(c)不同波宽的脉冲,然后将图九(c)的脉冲输入开关 式的功率放大器内,将不同波宽的脉冲放大后输入解调器,解调器再将脉冲积分成具有和原输入讯号相同的振幅特性,复制成原声频讯号的波形,最后的过程就是将 高功率电平的讯号输送至喇叭。由于 D 类放大器处理的讯号为一序列的窄脉冲,因此再生讯号波形的残余高频部份并不影响声音的重现,因此其频带范围也超过了声频部份。


图十二

D 类放大器的效率极高,可大于 90% 以上,除此;令人注目的该是,在一固定的输出功率上,其设计得可比一般传统 B 类扩大机重量更轻,工作温度更低,每声道动軏100W 连续功率输出下, 而迅间输卞可达1000W，军用的可达2-3万W。在使用较小的散热片或甚至在不使用散热装置的情况下,每声道在250W 的功率下, 其工作温度仍低得可以用手触摸。这与目前具有 40% 效率,且将残余功率消散在散热片上的传统 B 类放大器,形成了强烈对比。在电子管及以单个组件为主的时代，D类放大因其复杂性而不被使用。在集成化之后，D类放大器己是现在的中下价的主流机器。 可声音不良始终是其梦魇。


G 类放大

除了 D 类扩大机能够将体积缩为更小,增加效率,强化结构外,目前还有一种 G 类扩大机也面世了,它的最新设计是由日立(Hitachi)发展出来的,此类扩大机并不是有意跳过 E 类和 F 类二级,其实 Hitachi 首先即称它为 E 类,不过后来发现已有若干扩大机的特性,已被命名为 E 和 F 类,所以最后改称为 G 类了,虽然它的基本结构与其他各类大不相同,但它对声频功率放大器的效率,同样地也改善了许多。

在极高电平条件下，G类拓扑为一种多电源的AB类拓扑变体。G类拓扑充分利用了典型音频/音乐源都具有极高峰值因数 (10-20dB) 的这一有利条件。这就意味着峰值音频信号高于平均音频信号 (RMS)。大多数时候，音频信号都处在较低的幅值，极少时间会表现出更高的峰值。新型G类拓扑使用自适应降压转换器，以产生随音频信号移动的电源电压。它为大多数平均音频信号产生有充足余量的低电源电压，并切换至高电源电压来适应偶发的峰值电压。由于电源的自适应特性，高峰值因数的典型音乐/音频源的功耗得到极大降低。这样便带来更低的电池电流消耗，从而获得比AB类构架更高的效率。

这种电源电压为自适应型。它在高音量音频信号时升高，从而防止大峰值电压失真，同时在小音频峰值时下降来降低功耗。

G类拓朴工作原理

G类放大器在低音频电压峰值时的电源电压为1.3V，并在高峰值时自适应升高至1.8V。我们使用一个降压DC/DC转换器来产生这些低电源轨（请参见图13）。



图十三: G类拓扑自适应移动放大器电源实现节能


图十四:  G类耳机放大器结构图

G类放大器使用自适应电源轨，并利用一个内置降压转换器来产生耳机放大器正电源电压 (HPVDD)。充电泵对HPVDD进行反相，并产生放大器负电源电压 (HPVSS)。这样便让耳机放大器输出可以集中于0V。音频信号幅值较低时，降压转换器产生一个低HPVDD电压 (HPVDDL)。这样便在播放低噪声、高保真音频的同时最小化了G类放大器的功耗。

如果由于高音量音乐或者瞬态峰值音频幅值增加，则降压转换器产生一个高HPVDD电压 (HPVDDH)。HPVDD 上升速率快于音频峰值上升时间。这样便可防止音频失真或削波。音频质量和噪声层不受 HPVDD 的影响。这种自适应HPVDD在避免削波和失真的同时最小化了电源电流。由于正常的听力水平在200mVRMS以下，因此 HPVDD最常位于其最低电压HPVDDL。所以，相比传统的AB类耳机放大器，G类放大器拥有更高的效率。

(1)G 类的构想：


图十五

G 类放大器提高效率的方法,系为有人构想为何没一种扩大机,能于电路内采用一低功率及另一个高功率的输出级一起操作,当低讯号电平来临时,用低功率输出级来 推动喇叭,而当讯号电压升高时,需要高功率输出级推动时,讯号自动地转移到高功率输出晶体管上来放大(当然,想象中它必然将由另一组高压电源来供电),这 样,有人认为将高、低功率输出级的工作,分别由两对晶体来独自担任,该由低功率输出级工作时,即由低功率放大器来放大,该由高功率输出级工作时,即由高功 率放大级放大,如此,设有专级,各司其职,这不就提高扩大机效率了吗？G 类扩大的原始构想即源出于此,有此一构想,想在电路设计上完成并不是挺困难的事,于是乎有下列 G 类推挽式电路(如图)的出现。

(2)G 类推挽放大电路：

通过 G 类推挽放大级图十,我们不难发现,每声道输出级,G 类放大电路需要二组大小不同的电源供应,在实际运用上,现以 Hitachi HMA-8300 功率放大线路取其推挽级为例,它在 V3、V4 上所运用的电压,对地各为 +95V 级 -95V,这是供给高功率输出的电源,而 V1、V2 上所采取的电压值,对地可采 +40V 及 -40V,这是低功率输出用的电源,由图中可看出 Q1、Q2 为一组低功率放大,而 Q3、Q4 担任另一组高功率放大,工作是这样的：第一对晶体 Q1、Q2 能掌握低电平的讯号波形或提高高电平波形的先头部份,故当输入讯号电压低于 V1 (或 V2)时,Q3、Q4 则在截止状况,电流仅通过 Q1 和 Q2 而至负载,一旦输入电压超过 V2 默认强度时,Q3、Q4 开始导通,以高压为电源即很顺利稳定地接替输出工作,电流径路由通过 Q3、Q1 和 Q4、Q2 到达喇叭。以上是 G 类推挽放大的基本工作原理,而其他电路也是 G 类的原始构想图,而且后来实验上也能付诸实用,其测试结果获知,G 类产生较传统扩大机还高效率的输出,只要经过适当的设计,扩大机 2/3 的功率都可在最佳效率点上工作,因此这也就可免掉 FTC 规则对传统扩大机的散热片所订的过分设计要求。既然 G 类放大是解决了两组输出级一起工作的问题,但却引来了失真,这是下面要讨论的。

(3)G 类的转移失真


图十六


图十七


此类输出失真即是发生在;由一对输出晶体转移到另一对输出晶体时,所产生的转移失真,这正类同 B 类扩大机的交叉失真,但 G 类所不同的,即在于它不发生在零电压轴上,按照 G 类正常的放大当输入讯号的波形如图(a)时,输出的理想电流波形则应如图(b)所示,但事实不尽然,因为图十中 Q1、Q2 的集极输出波形将如图(c)表示,而 Q3、Q4 的集极输出波形应如图(d)那般,但两对输出晶体在工作转移之处,则会产生像图的失真。


图十八

此种失真的造成原因,是由于输入电压 Vin 必须超过 Q1 或 Q2 的集极电压及一个 Q3 或 Q4 的基射极电压(Vbe)的大小时,方能使 Q3、Q4 导通,因此当输入讯号电压的大小,介于 V1 和(V1+Vbe)之间时,Q3、Q4 尚未导通而 Q1、Q2 却已经达到饱和,这就使得输出产生失真,为了防止这种因工作转换时所导致的失真,于是可以另外加入二极管 D1、D2、D3、D4 来改良(如图),它的目的即在使 Q3 或 Q4 在未进入导通之前,不会使 Q1 或 Q2 达到饱和,二极管 D1、D2 可以是 Zener 或者电阻也可以,因为它主要在维持一个等于 Q3 或 Q4 的 Vbe 电压降,另外 D3、D4 的作用,当输入讯号低于 V1 时,Q1、Q2 的基──射极间为逆向偏压,但一般晶体管的基射级电压都很低,因此为了晶体管的基射极能容忍逆向电压大于 V1,所以就采用 D3、D4 的连接方法来阻止逆向电流通过基射极,一方面保护基射极接合面,另一方面可防止失真的造成。

(4)G类与A类B模拟较：
G 类与 A 类 B 模拟较起来,A 类放大器的全效率均在20~30%之间,虽然 B 类它的效率可高至 65% 左右,但这个数值也必须是扩大机在额定输出下方能达成,而一般较低程度的输出,则不可能保持这么高的效率,但在 G 类放大电路中,由于晶体管通常总是工作在最佳效率点上,即对音乐的回放而论,G 类放大器大部分的时间,均工作在 V1 和 V2 (90%以上),而只有极少时间工作在 V3 和 V4 上,同时第二对晶体管在不用时,处于关闭状态,像类似这种传输讯号的方式,即可使每对晶体管很有效地被应用,因此它的系统全部效率可增加到 70~80% 之间,较之 A 类及 B 类为高。

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