我做的长波接收机

xjw01

详见 http://www.fjptsz.com/xxjs/xjw/rj/120.htm

    这个电路在我家接收良好，不知在其它地方怎样，有举趣制作的帮忙调试。

  通过设计这个电路，我发现设计一个性能优良的无线电电路并不容易。这个简单的电路，我设计了近一个月，花费了所有的业余时间。长波电路资料没处找，全部自已动手，加大了许多困难。

  老前辈们的收音机电路，以前也看过了一点，常讲到一些制作的要点，什么“噪声”、“增益”、“Q值”、“绕法”、“工作电流”、“阻抗”等等各项细节要求通通领教了，以前对收音机电路，不觉得有多么特珠，现在看来还是有不少制作上的学问的。在这里向前辈们致敬！
  顺便说一下，制作这个电路需要有一定的单片机知识，否则无法对时间解码。收音机电路一给出，就其本明白它的工作原理，单片机程序一给出，不一定马上明白它在做什么事情。所以就不给出单片机程序，只讲述编码格式。
  祝好运。许剑伟，于莆田十中。

一、前言

  读小学的时候，同学们常拿一些磁铁玩，有一种圆柱形的磁铁，磁力很强，我一直梦想拥有象这样的一块大磁铁（上高中后，我看到爷爷有这种磁铁，这才知道当时同学们的磁铁取自农村家庭广播喇叭上的永磁铁），后来我真的拥有了这样一块磁铁，我到处吸铁沙。到了小学四年级的时候，《自然》课的老师叫我们拿一条导线、铁钉两支、一个电池。我还不知道老师要我们拿这些东西干什么。课堂上，老师教我们绕制一个电磁铁，原来这世界上还有这等奇妙的事情。后来，我经常找一些柒包线制线圈，制造了很多垃圾。到了五年级，班主任要我们每人搞一个小制作，我正发愁，水利局的老乡到我家做客，他是一个熟悉电子学的大学生，从我的《少年科技》上选了一个“电子抢答器”，说是这个东西很好做。那个电路用了两个3AX31三极管，我根本不懂三极管，但对它有极大的热情。老爸跑到厦门帮我买来所需的器件，我们俩连夜加班制作了这个电路。由于分不清三极管的3个脚，所以没有制作成功，第二天一大早就去找那位老乡，他说三级管烧了一个，他从收音机里拆一个三级管给我换上，不过他说由于放大倍数不一样，抢答器工作不大正常。直到很多年后，我有了万用表，我才弄清楚三极管三个管脚的判别。

  上初中的时候，已有基本的阅读能力，接触的电路就多了一些，我开始学做一些音频电路，但是对无线电的文章几乎看不明白。到了高中，回到莆田上学，在路边书滩上看到一本70年代的《无线电》杂志，里而讲到了调幅原理，所涉及的数学问题正是我刚学习的三角函数。我渐渐意识到数学在电路设计、制作中的重要作用。同时也有制作一台收音机的打算，但苦于没有元件无法制作。大学的时候，学习了一些基础课程，从此我对制作一台收音机更有把握了，于是借助学校实验室的仪器，绕制了所需的线圈，并制作了中波收音机，虽然灵敏度不高，不过收听效果不错。种种原困，我不再搞无线电了，去研究电脑了。两年前，突然对天文学问题十分感兴趣，我开始研究天文算法，这把我带进了另一个世界，设计了《寿星天文历》，得到许多网友支持。天文学与电子学，很多数理方法是相通的，有个明显的不同是，天文学要求高精度，少则3至5位有效数字，多则十几位有效数字，每一个轻微的误差都不能放过。岁差、章动、相对论改正、日月食……，等等一系列问题，都须要高精度，在牧夫天文网与网友讨论日食计算精度问题，讨论到最后总是在一两秒的误差上计较。我们的手表没有这等精度，要如何得到正确的时间呢？想了不少办法，发现长波低频时码是十分有效的、便捷的方法，于是重操旧业，再次研究一下无线电。

  长波信号与中短波信号的传播方式有较大的不同，接收机制作技巧也有所不同。这方面的资料很少，只好从每一个细节入手，自行设计电路了，所以本文较长。

二、概述



设计目标：在东南沿海稳定的接收长波时码。

  在福建，低频时码信号十分微弱，接收困难。淘宝上有卖低频时码接收模块，一个15元，我买了几个回来试验，效果不是很好。经常因电磁干扰收不到信号，如果使用220V电源供电，接收更加困难，于是我决定自行设计一款接收机，提高抗干扰能力，能够使用220V供电。

  经过多天努力，终于设计并调试成功，与淘宝网的集成电路模块相比，信号接收稍好一些。较强干扰时，都不能接收，较弱干扰时接收成功率比淘宝模块好。本电路使用电源供电时，不受影响。

整机电路：



各元件的作用：

  以大天线电路为例解释。

  T1起到输入阻抗匹配的作用。在AGC输出为1.2V时，T1的基极偏置电阻上的电压只有0.6V左右，所以T1输入阻抗高达4.8M*26mV/0.6V=208k，天线的谐振阻抗是47k，基本不影响天线的Q值。T1本身也有少量的电压放大作用。

  T2前级主力电压放大。

  T3配合晶振完成滤波，具有少量电压放大作用。

  T4后级主力电压放大。

元件选择：

  时码载频放大的三极管选用高频管9018。9018本身的噪声不大，比较适合本电路。集电极接L2电感的那个三极管不可使用9013或8050之类的开关管，如果非要使用，请在集电极串接1k的电阻，因为开关管的饱和电阻太小了，如果存在某个瞬间的强噪声，会产生强大的集电集非线性流，造成严重的谐波干扰，线路不稳定。如果没有9018，也可以使用2N5551之类耐压较高的小功率硅管，耐压高了，最大工作电流比较小，饱和电阻一般会比较大。9018的饱和电阻也比较大，放大倍数约为100。9018属高频管，fT可高达500M以上，不利于过滤高频干扰，所以建议输出级改用2N5551。

  AGC电路、比较器电路的三极管使用放大倍数高一点的开关管。我使用的8050放大倍数约为300。请不要使用放大倍数只有20或30的管子。

  电路中大量使用同形号的元电，购买十分方便。比如，使用了很多2.4M、10k的电阻。其中4.8M电阻可以由两上2.4M电阻串联得到。

  1000uF/6.3V电容取自精英电脑主板。这种电容漏电很小。

  同型号的元件，应采用同一批次，这样参数就比较统一，计算起来很方便。差动平衡输入级的两个三极管，参数尽量一至，如放大倍数相差20%不要仅紧，如果相差了5倍，这就不好了，同样两个差分管的be正向压降也应一至，只要是同一批次的，参数一般差不了多少。

  二极管全部使用1N4148。发光二极管选用红色的、发光灵敏度高的，这样在0.1mA电流下也可以发光，有利于降低整体耗电量。检波管使用9012或8050均可，使用8050效率高一些。

  有条件的，可使用双面敷铜板制作。如果使用万能板制作的，还应垫一块单面敷铜板当作电场屏蔽板，以减小电路本身噪声。

  电路正常工作时，应可以看到发光二极管每秒稳定闪烁一次。由于AGC电压上升缓慢，所以开机几十秒后才能正常工作。调试时，应注意天线的方向性。电场、磁场的方向垂于电波传播方向的。

整机性能：

  以大天线为例。

  当场强为1.0mV/米时，工作状态优良，时码信号十分清析。当场强为0.5mV/米时，工作状态正常。当场强为0.2mV/米时，工作状态不知道，没有测试条件。虽然只用4个三极管进行信号放大，但整机灵敏度不会比淘宝模块差。

  抗干扰能力：优良。在我家一般很少收不到信号。可以使用市电供电，不怕市电干扰。

  积体：很大。

  电原适应范围比较宽大，估计2.5V以下也可工作。

三、制作技术及相关知识理论

1、JJY60参数、时码格式如下：
  日本通信综合研究所于2001年10月在九州富冈新建了60kHz的授时发射站JJY60。
  发射站名称：JJY60（九洲局）
  长波频率：60kHz
  发射功率：50kW
  发射站所在地：日本福岗
  发射地标：33°28’N，130°11’E
  发射时间：永久
  调制方式：幅移键控法（通断键控调制法）
  距离福建：约1500公里
  编码格式：有P、1、0三种时码信号。保持100%高振幅0.8s后转为10%低振幅0.2s表示0码，保持高振幅0.5s后转为低振幅0.5s表示1码，保持高振幅0.2s后转为低振幅0.8s表示P码。每分钟为1帧，传送60个时码信号，这些信号包含分、时、日、年、星期等时间信息。连续两个P码表示帧开始。每10秒钟出现一个P码，P码是定位码。时间按照BCD码格式解码即可，详见下图。

[ 本帖最后由 xjw01 于 2010-5-7 08:52 编辑 ]

老矿友

上图看看啊。

deepimpact

原帖由 xjw01 于 2010-5-5 17:59 发表
详见 http://www.fjptsz.com/xxjs/xjw/rj/120.htm
这个电路在我家接收良好，不知在其它地方怎样，有举趣制作的帮忙调试。


一、前言

  读小学的时候，同学们常拿一些磁铁玩，有一种圆柱形的磁铁，磁力很强， ...

有些让人摸不着头脑，你这个太专业，太生僻了，好像不属于坛子的讨论范围吧？既然拿耒和大家讨论，首先也应该向大家交代清楚什么是长波时码，长波时码台是怎么回事，是用耒对时间的吗？接收他有啥用处，谁要接收这个信号？......，否者难免让人一头雾水

[ 本帖最后由 deepimpact 于 2010-5-5 19:25 编辑 ]

xjw01

长波时码是一种长波通信技术。在我们国家，不太流行。但在国外是很常用的。比如欧洲有三分之一的钟表是电波表。
电波表是一个精确的民用手表，可以精确到0.1秒，无积累误差，也就是10年之后，误差也不会超过0.1秒。
为什么如此精确，就是因为这种手表每天都在接收低频时码时间信号并对时。

陕西天文台很早就进行了短波时间发播，广播电视台的时间先接收天文台的时间，然后在中波台、短波台、电视台发出标准时间供人们使用。
陕西天文台发出的时间信号在短波5MHz和10MHz，用收音机可以收到嘟……嘟……的声音。
现在，国家授时中心2008年开始发播BPC时码，发播时间数字信号，接收起来更方便。
长波的传播距离非常远，可以在几千公里内稳定的通信。
长波通信，信号很稳定，比中波短波要稳定得多。
BPC的发播频率是68.500Hz，日本JJY60的发播频率是60.000kHz

长波接收的原理与中波收音机差不多。长波(低频)时码的接收之后要进行解码，通过单片机解码得到时间，普通收音机收到信号之后，用扬声器发出声音。因此，与收音机比较，区别在于后级电路，低频时码接收机的后级接单片机显示时间，收音机的后级接音频功率放大器放出声音。

[ 本帖最后由 xjw01 于 2010-5-5 19:45 编辑 ]

xjw01

山东距河南商丘很近，所以BPC时码的信号很强（如果小于800公里），而且是地波传波的信号，信号十分稳定。在这样的地方，可以把接收机的时间精度再提高一个数量级以上。
山东距日本也很近，也是地波传波。
因此您那个地方，可以收到很清楚的BPC码和JJY60码。做一个谐振器，直接用示波器就可以看到信号了。
BPC的解码资料是不公开的，不过，我已把解码格式发在第1楼了的那个链接了网址中了。
JJY60的解码方法是公开的。

[ 本帖最后由 xjw01 于 2010-5-5 20:22 编辑 ]

xjw01

不好意思，这个论坛限了上传文件的大小，所以没有上传资料，只提供1楼的那个链接地址。

bd2av

做记号 MARK IT

xjw01

明白了噪声的来源，也会更有目的性的采取抑制噪声的措施。

  1）工频干扰（可理解为一种噪声）



  这是一种非常强劲的干扰源。当使用线圈式变压器给电时，很容易引入这种干扰，使用电池供电就会好很多。变压器初级与次级的分布电容，会造成次级对地形成80V至150V左右的工频电压。由于分布电容较小，估计也就几十到几百皮法，所以次级对地表现为很大的容抗，容抗大小约在10MΩ数量级。如果次对地电阻为10kΩ，那么这个电阻上的工频电压可达0.1V左右。制作音响电路时，常遇到“嗡嗡”的交流声，即时使用了线性稳压集成，有时还是有交流声，这种交流生往往就是以这种形进来的。

  变压器次级与电路板通常没有真正接入大地，只是一个虚地，这里称为模拟地。在Z1的耦合下，模拟地对大地噪声很强。接在次级的电子元件元件本身对地的阻抗Z3很高（如1000MΩ以上），那么交流声将变小100倍以上，由于Z1元小于Z3，所以Z1可忽略。实际上，分立元件以及电路板铜线的尺寸为厘米数量级，我们无法用手工方法作得很小，所以元件对地容抗不易得很大。当大导体（如人体）接近这些元件时，元件对地容抗Z3变小很多，交流声变大。设元件阻抗Z2，那么Z2上的工频噪声衰减为Z2/(Z3+Z2)约=Z2/Z3。

  假设用手触碰天线的绝缘皮，Z3下降为30M欧，模拟地的工频噪声为100V，当Z2=300欧，衰减量为1/1000000，若，那么Z2上的工频噪声为1mV。

  2）市电噪声

  市电的其它噪声与工频噪声是相似的，不同的是，噪声频率范十分宽广，噪声电压比工频小了几十倍。当频率较高时，由于阻抗小，所以引入的噪声也是很强的。Z2的大小直接影响到噪声引入的大小。当阻抗达到100k时，很容易引入10uV甚至1mV以上的噪声。

  如果条件许可，对电路板进行屏蔽处理，整个电路板看作一个整体元件，那么Z2阻抗非常小，市电噪声及工频干扰就会消失。音响电路的常常装在一个铁盒子中，大有减小噪声的意图。此外，用电池供电可大大减少市电引入的噪声。市电噪声属于近场噪声，不接电源、远离电源线，噪声就会变小。近场的特点是，电磁场能量主要被约束在干扰原附近，少量辐射的能量随距离增加衰减也很快。

  总之，电路中某一点，如果相对于模拟地为高阻抗（如100k），将会引入很大的噪声。

  3）磁噪声

  工频噪声可由变压器的泄露磁场引入。电路中的LC选频回入吸收工频。远离变压器、大电流的线圈也可减小磁干扰。近磁声干扰比较多，只要远离干扰源即可解决问题。

  4）自由电磁波噪声。通过LC选频电路可以消除大部分无用的电磁波。

  5）临频噪声

  如果时码信号为60kHz，干扰电磁波信号为60.3kHz，再好的天线也难以解决这个问题，因为我们难以将天线的Q值做到60/(0.3*2)=100以上。为了达到实用的临频抑制效果，Q值一般要在5000以上。因此最好采用晶振滤波器解决问题。

  6）大气噪声影响

  在我家，阴雨天气，信号比较好一些。雷雨天气不闪电期间信号更好，但打雷时会产生严重的电磁干扰，几公里外的雷电同样会影响到接收。

  大气扰动，会影响场强的大小，加入AGC电路进行自动增益调整，以适应场强的缓慢变。当扰动频率高时，就变成了有害的噪声，AGC电路无法消除这种噪声。

  7）用电器的电磁辐射

  在电视机旁无法接收，在电脑开关电源旁也无法接收。在万伏高压线旁，接收效果也差。

  8）放大器的非线性扩大了噪声影响

  如果放大器过载（前级容易过载），会引入谐波失真。比如，过载瞬间增益变大，时码信号变大，这样时码信号就被噪声调制了，无法正确解码。

7、所用到的主要工具与器件

  1)频率计，设计精确的信号发生计时较对用的。图样

  2)示波器，调试设计电波钟使用。图样

  3)信号发生器。图样1

  4)信号发生器。图样2

  5)万用表，数字表与机械标均需要，机械表用于测试时码脉冲情况（当然也可以使用示波器，各有好处）。图样

  6)自制的微享计，绕线圈时使用，（也可以使用信号发生器加示波器，但十分不方便）。图样

  7)尼龙扎带。用于固定线圈、元件、电路板等。图样

  8)直径为0.38mm柒包线，用于绕制线圈。图样

  9)收音机（比对天文台标准进间使用）、三极管（不用说了）、磁环（取自小风扇）、电解电容。图样

  10)大天线制作图。图样

  11)小天线制作图。图样

  12)小天线加电路板。图样

  13)涤纶电容，制作谐振器时使用。图样

  14）60.000k晶振、60.003k晶振、68.500k晶振。图样

  15)电阻、导线等器件。图样

  16)计算器、尺子。图样

  17)单片机的一些材料。图样

  18)可变电容、淘宝买的电波钟等。图样

  19)电脑主板，在上面取高频磁环、高频电解大电容等（要用到50W电络铁，否则可能取不下来）。图样

  20)用中波磁棒制作时码天线。图样

  21)其它工具：30W电烙铁、50W电烙铁、焊锡、数字万用表、机械式万用表、松香、万能板、4厘螺丝螺母、尺子、焊锡、镊子、剪刀、螺丝刀、钳子、2cm*2cm方木、带屏蔽网线、110mm排水管、手电钻、钻头、屏蔽试验用铁盒子。

  如果你的业余时间不是很多，就不要一次买一样，可根据我上面所列清单一次性尽量准备齐全。有些设备主要是设计电路使用的，如示波器等，如果仅仅是为了制作一个而不是设计实验，这些设备不一定非得准备。买元件并不容易，需知道何处有卖才能事半功备，满街乱跑不一定买得到。元件与工具准备好了，就成功了1/3。我买元件的方法是：手电钻、螺丝在五金店买的；柒包线在电机修理店买的；盒子是到超市买保鲜盒或饭盒或储物盒等；RVV平行线是在开关电线店买的；排水管在水电装修管材店；网线在电脑城买的；电子元件、万能板是在电子元件店买的；电感计是自制的，相关书籍是市级新华书店买的新华，《中国天文年历》是网友帮我从北京买来的；3V的STC单片机是淘宝网买的；方木取自装簧材料店；示波器是网络上买二手的，频率计也是网购的。晶振在阿里巴巴网购，60k、68.5k晶振在网络上一般不零售的，不过可以找到厂商，应转到公司的主页或店铺主页找销售员，好话多说几句他们就会卖。如果你实在买不到晶振，可以使用普通的32768晶振接收60kHz的日本码，不过这时电路须加入混频级（就象超外差式收音机，中频变为32768）及中频谐振线圈，其中精确的稳定的本振信号可以使用单片机产生，“虽然复杂一些，不过效果也不错，32768晶振可以取自2元店的石英钟。

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七、LC谐振器的制作

  一定要防止失谐。Q=50的电路中，谐振误差2k，会造成有用信号被抑制2倍以上，临频噪声的抑制能力下降很多。在没有失谐的情况下，不边晶振滤波，常常也可以在示波器中看到时码信号。

八、AGC原理（自动增益控制）

  检波输出后，经T11放大，再通过一个PI型滤波器得到AGC控制电压，并由它控制各前级放大器的基极偏置电流。改变基极偏置电流，会引起射极微变电阻改变，进而使电压放大倍数改变。当前级输出阻抗比本级输入阻抗低很多时，AGC引起的输入阻抗变化基本不会造成前级负载改变，因此增益的改变主要由射级微变电阻的改变来决定。射级微变电阻与基级电流几乎成正比。

  AGC宜控制前级增益，不宜控制后级增益。原因有二。其一，如果通过AGC使后级增益变小，那么所需的前级电平就大，我们知道前级未经窄带滤波，放大的基本都是比时码信号强几倍其至十几倍的噪声信号，这样容易造成前级过载。其二，后级的信号输出很大，对静态工作点要求严格，AGC改变后级偏置电流，会造成工作点不满足要求。

  在AGC控制下的检波输出的时码电压，本文称之为AGC门控电压。

  AGC输出电压取1.0至1.2V为佳。如果当地信号强，应降低电路的最大增益，反之就应增加。可以通过改变T2（大天线那个电路的T2，小天线的T4）的基级电阻，使电路增益改变。改变晶振滤波极的射极电阻也可以（会改降Q值的，降低滤波效果），但应在220到1.5k之间选取，不要太大，不然对Q值影响过大。此外也可以改变输入极的极电集电阻使增益降下来。如果信号太强，最好的办法还是把天线做小一些。大天线那个电路，在福建莆田测试，AGC输出电压已降到0.85至1.0V，电路最大增益偏高了一些，不过还是可以很好的工作，所以我没有降低电路的最大增益。

  总之，这个AGC的控制能力虽然很有限，但控制最大增益后还是可以适应当地的信号强度变化，信号强的地区最好预先降底总增益。

九、比较器

  比较器的门限电压选定与检波器的门槛电压、AGC门控电压、晶振的带能宽度及阻尼系数。具体计算比较复杂，因此采用实测法得到门限电压的最佳值。在示波器中观测检波输出波形，用人眼即可分辨出最佳门限。BPC时码取0.70V至0.8V左右，JJY60取0.53V即可。我选用8050晶体管，电流放大倍数是300倍，所以门限电压只有0.53。晶体管压降的温度效应是-2mV/摄氏度，因此每升高10度，门限电压下降0.02V。我的8050晶体管质量不标准，一些重要的极限参数只有产商规定的一半，正规的8050得到的门限电压可能略有不同。

  门限电压确定之后，JJY60的P、0、1码的宽度通过单片机实测，BPC的0、1、2、3码也是通过单片机实测得到的。用人眼观测单片机输出的时码脉冲宽度的数值，多看几分钟，就可以知道各个码对应的平均脉冲宽度。门限取高了，宽度变大，取小了宽度变小。取大了抗干扰能力变小，取小了BPC的0码易丢失。

  门限电压为R3和R4比例决定。当R3=60k，R4=100k，门限电压是0.53*(60+100)/100=0.85V，BPC脉冲宽度是0.18s,0.29s,0.39s,0.49s。应注意，检波器的门槛电压、AGC门控电压的改变，会改变脉冲宽度。

  门限电压由R3和R4比例决定。当R3=43k，R4=无穷大，门限电压是0.53V，此时JJY脉冲宽度是0.80s,0.50s,0.20s。

  BPC秒脉冲下降沿之间的时间宽度是1秒，每1秒整产生一个下降沿。本电路实测误差+-50ms，大部分误差在+-10ms以内，测试于福建莆田。

  JJY秒脉冲上降沿之间的时间宽度是1秒，每1秒整产生一个上降沿。本电路实测误差+-50ms，大部分误差在+-10ms以内，测试于福建莆田。

十、天线设计

三种设计方案：

1、使用20cm长度的中波磁棒绕制天线。

  这种天线可以制作得很小，且灵敏度较高。由于天线尺寸小，分部电容参数小，所以接收电场信号的能力很弱，电场干扰得到有效的抑制，这可以理解为广义上的电场屏蔽。一般的，要求天线具有一个高Q值谐振回路。我这里定义Q大于40为高Q电路，小于30为低Q电路。用直径为0.6的铜线(柒包线)在磁棒上绕制150圈转右，与4.7uF电路谐振在60kHz，Q值约在40至50。在低频电路中，业余制作一个高Q的谐振器并不容易，所以这里把高Q的标准定得比较低一些。

  阻抗也有要求，天线的阻抗控制在50k欧右即可，高阻容易引路电场噪声干扰。

  磁棒也可以做屏蔽处理，连同线圈与铁氧体一起用线圈屏蔽。

  无需在磁棒上搞了一个次级线圈。次级线圈一般设计为低阻抗（圈数少），但对于频率较高的噪声，阻抗还是很高的，次级上又没有谐振电容吸电高频信号，这造成信噪比不会提高，反而把有用信号变小了。再者，低阻抗与本电路的输入级无法阻抗匹配，能量吸收少，信噪比难以提高。当然，如果磁棒不屏蔽，使用次级线圈（初次匝数比2:1），信噪比稍高一些，但效果也不明显。

2、直径为110mm空心线圈

  灵敏度比中波磁棒低一些，用于接收中国时码没问题。取一断直径为110mm的排水管（约10cm长度即可），用0.38的柒包线绕120圈，与4.7uF电容谐振于68.5k，Q值为35。120圈是有剩余的，实际电容给定后，然后逐步减小圈数，使之谐振于68.5k，许可误差0.3kHz。

  取43k欧电阻，与谐振器串联，接上信号发生器，用示波器观测谐振器的振幅，当然应采用10:1的探头接示波器。调节信号发生器的频率，找出振幅最大时的频率，然后就可算出误差的圈数。计算时应注意，电感量与圈数的平方成正比，所以如果谐振频率误差10%，说明圈数也误差10%，这样很容易找出正确的圈数。

  线圈较大，所以必须做屏蔽处理，否则信噪比上不去。用0.5mm2的RVV铜导线在线圈上密绕一层，一端开路，另一端并联后接摸拟地。线圈两条引线用双绞线方式引出到电路板，引线控制在30cm以内，再用一条0.38铜线绕在这段绞线上当屏蔽层并接入模拟地。接下然找一个电容与之谐振，测试频率，如果频率不对调整圈数。屏蔽的RVV导线与线圈之前存在分布电容，所以测试谐振频率时，屏蔽导线应接入模拟地。不然，测量的结果是错误的。

  最后，接入放大器后，用示波器观察波形。用手接触天线，信号质量不应有变，否则说明天线屏蔽没有做好，应注意，示波器不可接地，如果接地，会把很多电源干扰被抑制，影响我们对接收机抗干扰能力的测试。

3、高灵敏度天线

  用带屏蔽的网线制绕。取2cm*2cm方木一条。锯成两断，其中一段是77cm。在77cm的那支方木主中间钻一个洞，在另一支方木77cm/2的地方也钻一个洞，这样就可以用螺丝将两支方木固定成一个十字架形状。在方木上钻洞，以便穿线网络线。每端钻6个洞，其中较长的那支方木上端应钻7个洞，所以用于穿绕网线的洞共有25个，洞与洞之前的距离约为1.5cm。接下来用网线回形穿绕成正方形，共6圈正方形，当然外层大一点，内层小一点，正方形的平均大小为45cm*45cm。把网线中的8条线串联起来，接点应锡焊，另取一断网线的线芯，去皮，在屏蔽铝箔上严实绕上7到9圈引出做地线，网线中本身屏蔽线铜线也引出接到地线。实际上，屏蔽地线、网线本身蔽线铜线、线圈的一端这三条接在一起引出接模拟地即可。用一段20到30cm长的音响用的屏蔽线将线圈引出。这个线圈的分布容将近1nF，所以只需外接1.2nF的电容就可谐振在60kHz，Q值约为40。线圈的圈数是难以调节的，所以是通过调整电容值使之谐振在指定频率，必要时可以采用电容并联找到所需的容量。谐振频率误差应控制在400Hz以内，超过600Hz就不好了。

十一、关于天线上感应的信号强度

设场强为E，信号弱的时候，场强小于1mV/米，在线圈上能够感应出多强的信号。这个问题必须解决才好设计相匹配的放大器。

平面电磁波，有以下关系式：

  磁场强度H=E/η，式中η是波阻抗，η=sqrt(μ/ε)=377Ω

  磁感应强度B=μH

设线圈平均面积是S，圈数为N，则磁通量为

  φ=NBS=N*μH*S=ENμS/η

  φ对时间t求导数，得到感应电势，写成复数形式

  U=jωENμS/η，相当于在谐振回路中串联了一个值为U的电压源

可见U与N成正比，所以圈数一定要多一些，一两圈太少了，会造成U太小。N需要几十圈。当然N也不是越大越好，还受到其它因素的影响。

谐振时，回路为纯组，因此导线电阻上的电压就是U。若谐振回路的品质因素为Q，那么圈上的电压为U2=QU

  P = U2/R

  =(jωEμS/η)^2*L0*N^2/R/L0

  =(jωEμS/η)^2*Q/L0

  L0是单圈平均电感，在多圈情况与，L0与线径关系不是很大，基本由线圈的面积决定，因此高Q是关键。从接收功率（这也是最重要的），应加大Q。高Q电路可以提高接收功率P，获得高灵敏度，同时还可以提高选频能力，抑制噪声。

  从感应电压强弱角度来看，应加大N和Q。但N加大会带来高阻抗输出的结果。放大器的所需的增益（间接决定了所需三极管的个数）主要由接收功率决定，而不是由电压决定，所以不必过份追求很大的N值。另一方面，高阻抗容易引入近电场干扰，甚至连抑制工频干扰都会有困难。当然，如果N过小，则输出电压太低，阻抗太低，难以实现阻抗匹配，功率利用率低下，这时电路的本身的噪声（如热噪声等）的影响将变得比较明显，再者，N过小线圈的Q值也会比较小。业余制作条件下，经过各种滤波处理可以轻松的把电路本身的等效输出噪声设计在0.5uV以下，甚至可以做到0.1uV，因此，只要有几个微伏的稳定信号输入，就会得到很高的信噪比，不会比集成电路差。

  在N不很大的情况下，电感量与N2成正比，而电阻与N成正比，所以Q值与N成正比。当N很大时，Q值受到集肤效应、临近效应、电容Q值、分布电容等的影响，Q值不再提升，反而下降。线圈阻抗设计在0.5kΩ至1.3kΩ到范围即可，阻抗太高，分布参数的响影太大。

  如果Q值做到了50，那么这时谐振阻抗高达25kΩ至65kΩ左右。在与输入阻抗匹配的情况下(输入电阻等于谐振电阻)，天线功率的利用率最大，可以可以达到25%。接上输入级之后，Q值下降，P值变为P*[R/(Ri+R)]，所以有效的输入功率为P2=P*[R/(Ri+R)]*[R/(Ri+R)]，式中Ri为放大器输入阻抗。输入信号较强时，电路放大倍数会做得较小，这样电路本身的噪声是很小的（除非你乱接电路），所以不必过份吸收天线传送过来的功率，必竞通过降低Q值来获取功率并不合算。比如谐振阻抗为50kΩ，输入阻抗可以设计为100kΩ至200kΩ

  从上面P或U的计算公式看来，加大天线面积S，可以有效的提高灵敏度。制作设计时，我选定天线面积为45cm*45cm=2025cm2=0.2m2，绕制48圈，Q值是40，谐振阻抗约为47kΩ。那么U2 = QU = jωENμSQ/η=jE*6.28*60000*48*(4*3.14/10000000)*0.2*40/377=j0.48E。这就是说，当E=1mV/米时，U2=0.48mV。把谐振器制好以后，用示波器10mV/div档可以观测到时码信号，应注意示波器输入电容对谐振器的影响，所以可以考虑串接晶振来观察。当然，在福建莆田，大部分时间干扰信号严重，所以看到的是噪声信号，只是偶而可台看到时码信号。信号强的时候达到到1mV左右，弱的时候看不到，估计也就零点几毫伏。所以我家的场强估计在0.2mv/米至2mV/米之间。

  可见，放大2000倍以后可以得到0.5mV*1000=0.5V输出，放大倍数应有足够余量，以适应信号变小时可以正常接收，所以实际把放大器的电压放大倍数来设计为1万倍左右，以匹配这个天线的需要。

  穿透天线的电磁波功率：P0 = Re[E×H/2]，式中Re指取复数的实部。对于平面电磁波来说，直接用标量值计算就可以了，即P0=E*H/2=E*E/2/η=E2/754

  这个天线接收到的功率P=U2/r=[U2/Q]2/r=U22/R=(0.48E)2/R，式中r为等效串联谐振电阻，R为等效并联谐振电阻，此天线的R=47kΩ欧，所以P = E2/200000。可见P/P0=0.0037=0.37%，大部份能量无法捕捉。也可以理解为，天线相对电波表现出的阻抗与波阻抗根本不在一个数量级，所以利用率底。

天线是有方向性的，日本在福建的北偏东方向，中国BPC台在福建的北面，所以这两个电波传到福建的方向基本是向南的，磁场方向是东西方向的。调整天线，让磁场经过天线线圈即可接收到电波。此外，调整天线方向，还可以有效的避开一部分干扰信号。

十二、整机分析（以大天线为例）

  末级三级管（即T4）集电极工作点应调节在1.7V左右，以达到最大的动态输出能力。

  L2与C2构成谐振电路，用0.38mm柒包线绕在高频小磁环上，磁环取自电脑主板上滤波用的小磁环。共绕制140多圈，副线圈为27圈，主副线圈匝数比为5:1。绕制前，先测试磁环的热稳定性，可先绕制20圈，用电感计测量其电感量，再用电络铁烘烤线圈，使其明显升温，电感量变化应小于1%。C2为绦纶电容，其温度特性较差，随温度升高容量会变大，在测试谐振频率时，可能需要对电容进行焊接，所以一定要等到电容温度回到常温后再测量其谐振频率，否则可能带来2至3kHz的频率误差。L2与C2的谐振器的Q值高达60以上，所以带通宽度不到2k（即+-1k），只要有1k的谐振误差，就可造成时码信号落在带通范围之外，电路增益急剧下降，而且影响选频效果。如果焊接电路板时产生较多焊渣，一定要认真清除。虽然大部分焊渣不会导电，但有时候也会遇到焊渣导电的情况，这时候电路失常的原因是很难判断的。我在测试电路增益时，实测值总是与理论计算值相差3倍左右，百思不得其解，后来重新测量线圈Q值时才发现是焊渣导电造成Q值下降引起。

  除了天线要做好屏蔽外，电路板本身也应屏蔽。屏蔽方法是，取一块敷铜板，垫在电路板下面，铜板接模拟地，用螺丝将敷铜板与电路板固定为一个整体。当然也可以采用更严格的屏蔽方法，就看你的材料了。

  在AGC的控制下，检波信号的峰值在1.2到1.3V左右。当时码信号很强，此时AGC输出电压很低，检波输出稍大，反之较小。检波输入信号0.3V（峰峰0.6）。

  JJY60接收机中，比较器的门槛电压取值为0.53V，在BPC时码接收机中，比较器的门槛电压取0.8V左右。BPC码的0码是一个0.1秒的窄脉冲（0.9秒高振幅+0.1秒低振幅），由于晶振滤波器的带宽很窄，所以0.1秒宽度的信号不易通过，输出幅度低，表现为信号输出电压还没来得及下降到最低又马上上升，谷值只有0.5V左右。因此使用0.53V做为门槛电压是行不通的，大部分0码将丢失。当然，使用0.53作为门槛电压，噪声容限将加大很多，非要用此值的话，可以在单片机中采用特殊算法找回0码。

  本人的9018晶体管放大倍数β按60至90计算，电流小时按60至80计算，电流较大时按90到100计算。

各级输入阻抗：

  在共射级放大电路中，如果没有接射级电阻，则集电集电流为Ic=βUB/RB，式中RB是基极偏置电阻，UB是RB上的压降。那么射级微变电阻约等于re=UT/Ic=UTRB/βUB，则rb=βre=UTRB/UB

  后级没有AGC控制，UB为定值，约为Vcc-0.6=2.4伏。电源电压改变会影响该值。UT是热电压，其值为26mV，它与温度有关，常温下变化30度，热电压改变10%。

不要把1.5k和7.5k的色环电阻搞混了，这两种电阻颜色差不多。

　

整机增益计算：

T3和T4的放大倍数

  T4输入阻抗rb=0.026*620k/0.8=20kΩ，不含RB负反引起的阻抗

  T4偏置电阻负反馈引入的输入阻抗为620k/44=14k，则T4输入总阻抗为20k//14k=8.2k

  T3输入阻抗rb=β(Re+re)+晶振谐振阻抗=80*(220+320)+30k=73kΩ

  本级cb结电容可忽略。我的电路T4用2N5551，结电容取2pF，等效到输入端电容为2*44=88pF，容抗约30k，该晶体管的fT取100MHz（此频率下容抗估算为射级电阻180），那么60kHz时容抗为300k，所以对于60kHz的低频电路，本电路的结电容的影响不必考虑，除非截电阻小于20k欧。但对于单片机11.0592MHz的晶振频率来说，结电容不可忽略，此频率下受到结电容的影响增益变小很多。

  T4负载电阻等于10k//检波级输入电阻，约为8k，射级电阻为20k/110=180欧，所以末级电压增益为8k/180=44倍

  T3窄带滤波级集电极负载电阻等于10k//8.2k=4.5k，射级电阻为73k/80=910，所以增益为4.5/910=4.5倍

  因此，最后两级的电压放大倍数是44*4.5=200倍

　

当AGC为2.6V时的放大倍数

  T2输入阻抗rb=0.026*2.4M/2=31kΩ

  T1输入阻抗rb=0.026*4.8M/2=62kΩ

  T2晶体管的集电极负载电阻等于谐振抗//并联下级的输入电阻，约为11k//110k=10k，射极电阻31k/70=440，增益为10k/440=23倍

  T1晶体管的集电极负载电阻等于10k//并联下级的输入电阻，约为10k//31k=7.6k，射极电阻62k/70=890，增益为7.6k/1k=8.5倍

  输入电路的衰减为Ri/(R+Ri)，R为天线谐振阻抗，R=47k，Ri为T1输入阻抗，所以增益为62/(47+62)=0.57倍

  所以前级放大倍数是23*8.5*0.57=110倍

  总放大倍数为200*110=22000倍。

　

当AGC为1V时的放大倍数

  T1输入阻抗rb=0.026*4.8M/(1-0.6)=300k

  T2输入阻抗rb=0.026*2.4M/(1-0.6)=150k

  T2晶体管的集电极负载电阻等于谐振抗//并联下级的输入电阻，约为11k//110k=10k，射极电阻150k/60=2.5k，增益为10k/2.5=4倍

  T1晶体管的集电极负载电阻等于10k//并联下级的输入电阻，约为10k//150k=9.4k，射极电阻300k/60=5k，增益为9.4k/5k=1.9倍

  输入电路的衰减为Ri/(R+Ri)，R为天线谐振阻抗，R=47k，Ri为T1输入阻抗，所以增益为300/(47+300)=0.86

  所以前级放大倍数是4*1.9*0.86=6.5倍

  总放大倍数为220*6.5=1430倍。

  在福建莆田，这个大天线可以接收到0.5mV左右的信号，所需基本放大倍数为1000倍，按10倍余量，放大量为10000即可。

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四、抗干扰设计

1、输入问题



  上图两种接法均不能很好的消除噪声。由于三极管基极上的电阻设计得很大，所以C0容量无法设计得很大，那么与基极相连的导线（包括电容内部的电极）上感应的音频噪声对地为高阻，噪声变大。右图的噪声还会更大，因为从基极到C0的上极板构成很长的导体，噪声明显变大。如果要制作灵敏度为1uV的电路，这种电路几乎不能用。虽然此类电路在中波、短波收音机中很常用，但长波接收中就显得很不好用。中短波接收机中，即使引入了音频噪声（包过一些超音频），也可以在后极的选频电路的加以消除，长波接收机中，要接收的频率就在音频附近，而且信号微弱（常常只有中波信号场强的1/10），造成音频噪声的抑制有许多困难，对音频噪声十分敏感。

  我制作的第一个电路，采用上图的左图那个电路，觉得噪声太大，用220V供电效果不太好，后来改为右图，效果更差。无奈，只好重新设计输入级。本电由T1和T2组成平衡输入结构，当天线上有共模噪声时（线圈两噪声相同），噪声变有效抑制。噪声经过C3旁路，剩余噪声在平衡输出情况下放大倍数很小（参见差动放大器原理）。

2、各级放大基本使用共射放大电路，对高频干扰信号放大能力很弱，来自单片机的干扰可以忽略。

3、尽量避免高阻抗设计。

  低功耗电路设计中，容易出现高阻抗电路。如果实际免不了高阻抗，可以考虑加入一级LC滤波提高信噪比。

4、加入一级电源供电RC退耦滤波设计，消除数码管扫描引入的低频噪声，同时也增强了电路的稳定性，防自激。

5、加入一级晶振滤波，滤除临频干扰

6、加入晶振补偿电容，消除分布参数耦合的噪声。

7、晶振输出负载使用2至3倍晶振谐振阻抗设计，减小谐振阻抗不稳定的影响，防止过冲振荡的干扰发生。

8、加入一级LC谐振器，抑制前级放大器引入宽谱噪声。

9、充分利用检波门槛电压提高脉冲信号的对比度。

10、对天线进行电场屏蔽，减少超过1倍的噪声。

11、在电路板下面加一个敷铜板，减小电路中某些高阻抗地方感应的噪声。

12、使用较小的电流驱动数码管，减小它发出的的干扰。

13、把电路做得小一些可以减小噪声，用万能板是一个不错的选择。此外，用双面敷铜板制作噪声更小。最好不要用单面敷铜板制作电路，因为您可能需要使用刀刻法作做电路，不好排版，电路可能会制作得比较大。

五、检波器设计

  二极管的伏安特性是指数形式的，利用这种非线性特征，可以很方便的进行检波。



  二极管的微变电阻是r=26mV/I，式中I是流经二极管的直流电流，I=U/R，式中U是二极管输出电压，R是负载电阻。那么就有r=26mV/U*R，调整直流偏置电压，使得R的压降（即U）达到0.1mV至10mV左右，这样r远大于R，导通微弱，小信号将施加在r上。当交流信号加强后，正周期每增加26mV，r变小3倍，增加数个26mV后，r将比远小于R小，正向包络信号将几乎全部分压在R上，线性良好。交流信号反周期每减小26mv，r变大3倍，r将远远大R，反向包络信号全部加在r上，而不输出在R上。这样只输出正向包络，而不输出反向包络，形成了二极管检波电路。

  小信号检波时，正周期导通时，r大于R，输出信号对强度主要由r的值来决定，这种情况下，在峰值区检波效率高于其它地方。

  大信号检波时（大于4个26mV），输出信号与r无关。本电路使用大信号检波，因为后级电路本身的背景噪声有5mV以上，不利于提高信噪比。



  二极管微变电阻的改变而产生检波效果，但是，如果不加偏置，微变电阻太大，几个26mV之内无法减小到R的数量级，会造成正向导通输出太弱，无法检波。R有电流通过才会道产压降U，当电流达到易测量范围(1uA至1A)，二极管上的压降约在0.4V至0.8V。因此，如果R取1千欧，R上压降要达到10毫伏数量级，偏置电压应取-0.5V左右。如果不加这个偏置，就会形成0.5V左右的电压门槛，只有当信号大于0.5V之后，r上流过的电流才会时入易于测量的范围。本接收机的电压门槛设置为0.3V左右。为何要设置门槛呢？本机载波信号输出为0.6V左右，它是键控信号的峰值，谷值为60mV，由于前级滤波器输出缓慢（下降沿到来时输出下降慢）及噪声的影响，谷值在100mV至250mV之间，在门槛电压的限制下，波谷信号基本不检波出来，这样可以增加检波输出信号波峰与波谷的对比度。电路中采用准倍压检波，D1和R1提供检波偏置电压，D1上的压降是0.5V。R2越小，检波灵敏度越高，所需的信号输入越小，检波输出的滤波由R3、C2决定，与R2无关，因为在AGC控制下，R3的输出幅度是稳定的，所以R2的电流供应大小也是稳定的，不会因为R2变小而使输出变坏。

  三极管检波的灵敏度高，当电流达到易测量范围(1uA至1A)，压降约在0.3V至0.8V，当T1输入达0.4V就会有明显输出。T1的输入的偏置电压为0.25V，这样当输入交流为0.15V（峰峰0.3V）时，跃过门槛电压并进行大信号检波。

  R2取值1.5k即可，如果R2取值1k，检波效率提高1.5倍，所需的电压输入也变显小，这时最好减小检波门槛电压。如果3V电源是稳压电源，那么可以在D1上加上1k左右的电阻，以减小检波门槛电压。如果使用电池供电，D1上不可串电阻，否则电池电压改变会影响检波门槛电压。R2的取值最好不要超过1.5k，因为R2取大了以后，检波增益低，就要求更大的检波输入，比如R2取2k，检波输入须达到0.8v（峰），这时末级输出有可能过载了，末级的工作点不一定调整的很准确（除非你有很多电阻可供调试），所以0.8v峰峰输出过载的可能性比0.6v大了许多。末级的最大动太范围只有2V，所以交流最大输出为1V，但达到最大输出时失真大，所以最大输出只能定为0.5V，当通过电容接上负载后，动太范围还要减少，0.4伏输出还是有点失真的。当R2取1.5k时，末级输入只需0.3V就可使检波输出达到1.2V

  如果对输出信号还不满意，可以在检波输出后再加一级30k电阻和1u电容滤波，信号输出更平滑，抖动更小，不过这样滤波后也有坏处，信号变形加大，脉冲宽度改变较多。

  检波二极管使用硅二级管1N4148或三极管，它的频率特性良好，性能要比2AP9好得多。

  晶体管压降具有负的温度系数，即-2mv/摄氏度。因此温度变化会改变检波门槛，D1的加入可以起取一定的补偿作用。

  在福建莆田测试结果：在AGC控制下，最后检波输出电压峰值为1.25V左右，在峰值期间，噪声一般在0.1V左右，不超过0.2V。由于AGC控制能力所限，在强信号时，输出的峰值可能达到1.4伏。谷值期间，电压为0至0.3V，前级滤波器的使用信号缓变，当BPC时码信号人0.1秒的窄码时，谷值无法达到0值，大约为0.3V左右。因此，区别峰与谷的电压门限最后定为0.8V左右(0.7至0.85即可）

  检波器的输入平均阻抗估计：晶体管输入阻抗为120k（R2取1.5k时），由于有点象倍压检波，所以阻抗减1/4，取值30k（实际没有这么小，取50k也可以），小信号时近似为线性负载，阻抗为120k/2=60k，即T1阻抗和D2的微变电阻并联值。

检波效率：

  计算起来是很麻烦的，通过软件模拟或实测比较方便。以下是R2取1.5k时的测量结果

输入V1(峰峰电压) 输出直流V2(伏) 每0.1v变差(效率) 总效率V2/V1
0.03 0.04 -- 0
0.10 0.06 0.03 0.6
0.20 0.18 0.12 0.9
0.30(门槛电压) 0.42 0.24 1.4
0.40 0.72 0.3 1.8
0.50 1.01 0.29 2.0
0.60(预期输出电压) 1.32 0.31 2.1
0.70 1.60 0.28 2.2
0.80 1.80(T1饱和) 0.2 2.3

  测量方法：在L2、C2上并联470欧电阻，在从L2两端加入一点68.500kHz信号电流。用电位器调节电流大小，L2的信号大小为毫伏级。再测检波输入输出电压。

  由于电位器引入一些噪声信号，以及示波器上的读数没有数字万用表准确，所以测量误差比较大，只好多次测量取平均。

  当V1<0.3V，检波总效率小于1.5，平均0.7，当V1>0.3伏时，检波总效率一般在2.0左右，平均为2.0。T1饱和原因是V1+V2=0.8+1.8=2.6已接近电原电压，电路测量时电源电压是2.80V，饱和时检波效率下降。

  检波输出的RC常数选择问题。电路中RC常数为0.02秒，放电期间，经过0.08秒（4个RC时间常数），以谷值为参考，幅度降为2%；充电期间，因为大部分时间为满幅载波且放电速度较快，所以近似满足方程I*t1=V/R*t1，即I=V/R，式中V为检波输出电压。如果干扰信号的周期小于0.02秒，将被抑制。

六、晶振滤波设计

  具体分析晶振滤波器，是一个比较复杂的问题。先从高Q的LC谐振器讨论，因为晶振可以等效为LC电路。



  LC串联电路是一个二阶电路。LC电路存在一个自由谐振频率w0，非常接近1/sqrt(LC)，误差小于0.001赫兹，因此w0可以看作谐振的固有频率。工作时，信号频率等于或接近于固有谐振频率。开关闭合后，给LC电路加入Asin(wt)的恒幅信号，计算表明，回路的暂态电流I是两种频率的合成。其一是信号频率的电流，大小为(A/Z)*sin(wt+α)，式中Z是回路总阻抗。其二是固有频率的电流，大小为-exp(-at)*(A/Z)*sin(w0t+α)，式中a是阻尼系数，在LC电路中其值等于带通1/2宽度，晶振中其值约为1.5倍带通宽度。这两个电流的初相位相同，频率不同。正由于频率不同，叠加后会产生过冲振荡现象，由三角函数的和差化积公式知道振幅发生振荡的周期是上述两频率之差的一半。过冲时峰值电流超过（A/回路总阻抗）。如果某时信号突然变小，相位不变，两频率叠加后会产生阶梯式下降曲线。如果信号频率与固有频率相同，则不会产生过冲现象。总之，电路中存在固有频率的电流，就会产生干扰，这种电流是晶振储能的表现。振幅过冲曲线如下图：



  具体的计算可以使用复频域欧姆定律计算，再对计算结果进行拉普拉斯反身变化得到计果结果。也可以使用软件进行数值计算仿真。计算方法详见“LC滤波器暂态分析”

  我采用的60.003kHz的晶振，带通宽度是B=2Hz左右（等效Q值在30000左右），阻尼系数是a=1.5B=3Hz，谐振阻抗是30k。所以固有频率电流衰减速度很慢，经过0.5秒衰减比例才能达到1/2.71828。

  过冲现象具体描述：输入频率与固有频率偏差D，经过1/D/2时后，两个电流相位差180度，过冲基本达到最大值，相对幅度为A2=exp(-at)=exp(-1.5B/D/2)，可见当D=0.5B时A2=0.22，过冲现象不再明象。因此，信号频率与谐振频率之差D一定要落在-B/2到+B/2范围之内。那么就得到一条规律：时码载频须落在晶振带通范围中间，否则将观测到明象的过冲现象，在带通范围的边界点上，过冲22%。如果D=0，根本看不到过冲现象。

  负脉冲的下降规律是为exp(-at)。当aT>1.5时，A2<exp(-1.5)=0.22，可见A2基本下降到最低电平，时码信号就可以顺利能通过。此时有1.5*B*T>1.5，即B>1/T。因此我们又得到第二条规律：时码脉冲宽度决定晶振滤波器带宽的选取值，需满足B>1/T。

  晶振工作时的固有频率不一定是标称的频率。标称为60.003kHz的晶振，接上10—15pF的负载电容后，固有频率才会在60.003kHz左右。如果接一个1000pF的负载电容或接一个1k的电阻，谐振频率是60.000kHz。如果负载是一个30k电阻与10pF并联，负载呈纯阻特性，几乎不呈容性，相当于没有负载电容，固有频率为60.000kHz。电路中晶振输出负载接到晶体管的基极，负载阻抗基本为纯阻50k左右。电路的Q值下降到10000左右，带通宽度为B=6Hz，满足B>1/T=1/0.2=5Hz的条件。中国BPC时码的0码脉冲宽度是0.1s，带通宽度只能取10Hz以上,相应的Q值约6000。

  BPC时码电路没有采用68.503kHz的晶振，而采用68.500kHz的晶振（接入纯阻负载的谐振频率只有68.497kHz左右，频偏D=3）。这是因为，BPC时码的0码脉冲宽度是0.1s，相当于频率是1/(0.1*2)=5Hz，这就要就带通半宽度a>5Hz。那么时码载频68.500kHz已落在68.497+-5Hz的范围之内，而且基本在中间了，不会造成明显过冲现象。当然，最好选用68.5003kHz的晶振。

  实际电路设计中，先由里时码类型确定带通半宽度a，当a确定后，允许晶振固有谐振频率与载频的偏差也就确定下来了。此外，还须测试定Q值、谐振阻抗等参数，这样才可知道a的值以及负载电阻的取值。用精确的信号发生器和示波器可完成这项测试工作。如果没有测试工具，负载选100k即可，就是说宁可降低Q值，也要确保不发生过冲，同时确保时码信号正常通过。

  低频晶振的Q值很高，带通半宽度一般只有1Hz左右，不能满足要求。JJY60接收电路中，选用50k纯阻负载把Q值降到11000，带通宽度约为5.5Hz。BPC电路中选用100k负载，把Q值降到7000左右，这样就基本解决问题了。

  利用晶振滤波，相当于用一个高Q的LC串联谐振器进行滤波。但晶振两极的分布电容（约0.8pF）对滤波效果影响较大。实际上，电路连线时的分布电容也会引起额外的电场信号耦合，所以分布电容估计为1pF。为了消除这1pF电容耦合的影响，电路中再加一个反向信号耦合，正负信号相消，这样就比较彻底消除分布电容的影响。反向信号为正向信号的5分之1，由L2主副线圈的匝数比决定，所以反向耦合电容取5pF，通过这种补偿后，刚好正负相消。应注意到，如果不加入这个5pF电容，杂波会增加很多。晶振最好选用低谐振阻抗的，如30k欧左右的。如果选用150k的，噪声会大一些。晶振输出端（电路中右边那个脚）、下一级三极管的基极、5pF电容的右边那个脚，应连接在一点上，不要通过很长的电路相连，不然会引入噪声，这是因为晶振对选频之外的频率呈高阻抗造成的。必要时，可以对这个特殊连接点用电路板上的走线屏蔽。

  在T1的输入端串联一个晶振滤波，即把1uF输入电容换为晶振，可以提高一点抗干扰能力，输出信号清析无杂波，但时码信号振幅变得比较柔软有弹性（带通宽度太窄造成的），波形稳定性稍差一些，时码信号是脉冲键控信号，不宜把它滤波得太柔软，因此仅在干扰太严重的情况下考虑前级加晶振。

a741

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longshort

非常专业！

有两个小问题：
１）输入接收线圈为什么要用单股的漆包线？十一股以上的多股纱包线可以一下子将Ｑ值提高两、三倍。
２）为什么要选择超长波68.5KHz？100KHz的BPL也很不错，计算和使用上更方便些。

xjw01

原帖由 longshort 于 2010-5-6 09:14 发表
非常专业！

有两个小问题：
１）输入接收线圈为什么要用单股的漆包线？十一股以上的多股纱包线可以一下子将Ｑ值提高两、三倍。
２）为什么要选择超长波68.5KHz？100KHz的BPL也很不错，计算和使用上更方便些。

天线制作问题，我要花费了不少心思设计。也一直是我不太满意的。
我一直想把Q值做到60左右，并希望所用的材料比较容易取得。
本电路对天线有几个硬指标要求，造成制作起来有点麻烦。
1、谐振阻抗小于50k左右为佳。输入级的输入阻抗在200k左右。如果谐振阻抗太大，可能要再加三级管进行阻抗匹配，这就麻烦了，不小心会引入噪声。所以谐振阻抗不要太大，大了容易引入噪声。
2、谐振阻抗受限，如果预期的Q值确定后，谐振电容也就确定了。所以谐振电容取值在2nF到5nF之间。
相同圈数下，如果把Q值提高一倍，信号电压也将提高一倍，谐振阻抗也提高一倍，也需电压放大倍数可以降一倍，所需输入阻抗也应提高一倍，最后所需晶体管数量基本不变。不过，Q值提高后对临频干扰抑制有好处。因此，适当提高Q值是有好处的。不过我又遇到一个新问题。Q值大于60以后，对电容的稳定性要求特别高。这个问题让我很头痛。我不知道什么电容可以达到要求，反正我用涤纶电容不能很好的解决问题。一但失谐，Q值再高也没有用。电路中的L2与C2谐振的Q值，我做到了50至60，就已发现涤纶电容热稳定性影响太大，一不小心就失谐。所以不敢求追过高的Q值。绕线圈时还遇到一个问题，谐振阻抗做出限制后，线圈的电感量不允许做得很大，电感的感抗=谐振抗/Q，Q大，则应减小电感量，那么匝数就得小一些，匝数小造成接的电动势减小了。这样一来，限定谐振阻抗以后，再结合电磁波理论计算，结果要求匝数要多，面积要大，电感量要小，Q值要高，我也不知道这样的线圈要怎样绕制。
3、我在中波磁棒上试绕过4股线0.38mm的线，与单股0.38比较（只取其中的一股），差不了多少，好象只多了20%左右。单股Q值是35左右，4股是40多一点，4股0.38与单股0.6差不多。也许集肤效应不是很严重。我用网络线绕制的线圈，Q值是40，网络的直流电阻是9欧，分布电容的平均铝膜电阻等效约2欧左右，如果没有集夫效应与电容损耗，Q值应是110，我现在没有仪器或元件区分失去的Q值是电容影响造成的还是集肤造成的为主。
4、谐振器的电感量比较大，圈数很多，不易制作。所以在Q值达标的前提下，易于制更重要。Q值达到30以上，就算达标了。这个标准是这样来的：高手如果把Q值做到60，那我们就取其一半值为最低要求。
总之，也想把Q值做高一点，但我没有材料，制作技术也有限。我也觉得我做的天线Q值偏低，所以我一直保留了L2C2谐振电路，补偿天线Q的不足。


其实我算不上一个无线电爱好者，平时没有留意收集无线电制作所需的材料。所以没有多股线，热稳定性好的电容也没有。
Q值做高了以后，涤纶电容的热稳定性是个大问题。电路中的L2与C2谐振，Q值已达到50，不过电容随温度变化却成了大问题.

[ 本帖最后由 xjw01 于 2010-5-6 15:31 编辑 ]