晶体管变频电路的工作原理

呜呼

【转自无线电金国钧文】
    在超外差式收音机中，从天线上感应到的许多电台信号，经输入电路选出需要接收的电台信号，耦合到变频级与本机振荡器产生的信号进行混频（见图1）。

收到的广播信号es是高频调幅波罗；本振信号是高频等幅波。混频的结果从中频变压器得到的是一个固定中频频率465千赫的调幅波。这个过程称为“变频”。变频仅仅是将信号的载波频率变低了，而原来调制音频信号包络线的形状并未改变。譬如，收听830千赫北京第一套节目，其信号经变频后，仅仅是将载频由830千赫变成了465千赫，原来的调制音频信号（包络线）的形状并未改变。
    图2是单一中波段的六管超外差式收音机的变频电路。为了节省元件，一般这种收音机都只用一只晶体管兼作混频和产生本机振荡。下面我们就从这种电路谈起。

    一、变频电路的直流工作状态
    图2电路中，由于基极线圈的圈数很少，其直流电阻可以小到忽略不计，故相当于由偏置电阻R1与R2组成的分压器直接提供管子所需的基极电位；发射极旁路电容C3和耦合电容C5对直流来说是不通的，相当于开路；集电极电压则是通过中周BZ1的部分线圈2～1和本振线圈B2的次级4～5提供的。这样一来，图2电路的直流工作状态可画成图3所示。

    1．偏置电阻R1、R2的作用：由于管子集电极所接的两部分线圈的圈数少，直流电阻很小，若发射极电阻取一定数值，如R3=1千欧，则管子的直流工作状态主要取决于R1=R2的分压比。若要调集电极电流IC＝0.7毫安，可近似地认为发射极电流IeE≈IC=0.7毫安，则Ie流过R3产生的压降为IeR3=0.0007×1000＝0.7伏，即射极对地电位Ve为-0.7伏。对于一般锗管来说，要保证管子发射结在正向偏压下工作，必须使基极电位比发射极电位低约0.2伏，即Vb≈-0.9伏。按分压比关系可知vb=R2EC／（R1＋R2）。知道了Vb、EC以后，若先确定R2，就可算出R1。例如R2取5.1千欧，则R1=R2（EC-Vb）／Vb= 5.1（3-0.9)/0.9≈12千欧。
    显然，改变R1与R2的分压比，基极电位Vb就会改变，因而也就改变了管子的直流工作点。若R2=5.1千欧，而将R1增大，相当于基极电位升高（负值减小），正向偏压Veb就减小，基极电流减小，IC也相应要减小；反之，将R1减小，IC就增大。那么，若在保证分压比的情况下，同时增大R1和R2的数值是否可以呢？例如将R2增大到10千欧，则R1/10=12/5.1，R1≈24千欧。这样虽然基极电位和直流工作点可认为不变，但必须考虑放大器的热稳定性。当偏置电阻R1、R2确定后，流过这一支路的电流I2也就确定，即I2=EC/（R1+R2），其方向是由地端经R2、R1流向电池负端，而基极电流Ib也要经R1流向电池负端。这两个电流中，Ib受环境温度的影响较大，若I2减小到与Ib相差不多，则基极电位受Ib的影响就会加大，从而破坏了基极电位的稳定性。只有在I2比Ib大得多的情况下，Ib的影响才可以忽略，基极电位才主要取决于R1与R2之比。这说明要使稳定性提高，R1、R2不能用得太大。
    另一方面，如果我们过分按比例地减小R1和R2行不行呢？也不行。因为流经R1、R2支路的I2是白白消耗电功率的，R1、R2取得越小，I2就越大，电源消耗就越多。
    考虑到上述两个因素，再结合变频电路的工作情况，一般总是取12比Ib大10～20倍。在这个范围内适当改变一下R1、R2的阻值，影响是不大的。例如图3电路中，I2=EC/(R1＋R2）=0.18毫安，若管子的β=50，则Ib=IC/β=0.7/50=0.014毫安，即I2/Ib= 0.18／0.014=13,I2为Ib的13倍，各方面情况都照顾到了。
    2．发射极电阻R3的作用：R3是用来稳定管子的直流工作点做。当环境温度升高，引除管子集电极电流IC增加时，发射极电流Ie也相应增加，Ie在R3上的压降IeR3也随之加大，从而使射极电位Ve降低，而基极电位Vb取决于R1与R2的分压比，几乎不受温度影响，所以Ve下降，Vb不变，相当于发射结正向偏压Veb减小，Ib将随之减小，以致将IC拉了回来，起到了热稳定的作用。
    二、本机振荡器是怎样工作的？
    我们仍以图2电路为例进行分析。图中，振荡回路由可变也容器C1b、微调也容器C4、垫整电容器C6及中波振荡线圈B2组成。振荡线圈外面以虚线方框表示整个线圈用一个金属外罩屏蔽起来，以免振荡能量向空间幅射，产生干扰。
    对交流来说，射极旁路电容C3和耦台电容C5相当于短路，故可认为发射极交流接地，基极直接与振荡线圈初级抽头2相连；另外，集电极虽然通过B2次级、中频变压器BZ1的抽头接到电池负端，对交流来说，电池负端也相当于接地（忽略电池内阻）。因而可将图2中本机振荡电路的交流电路画成图4状态。

    由图4可见，振荡线圈B2的初级3～2部分并接在管子输入端e～b间，B2的次级4～5并接在管子输出端e～c间、发射极e成了输入、输出的公共端点，且振荡电压是从基极加入的，故这种振荡电路称为“共发调基”电路。
    1．振荡如何产生？设想在电源接通的瞬间，集电极必有一个瞬间电流IC流过B2的次级，方向如图4所示，则B2的次级就会有一个感应电压，5端正、4端负。由于B2的初、次级线圈是按同一方向绕在一个磁芯上的，其对应端将是3端正、1端负。初级的2端仅仅是抽头，同自耦变压器的道理一样，感应电压应该是串联叠加的，极性将如图4所标。真正加到管子输入端的电压是B2线圈的2一3部分的感应电压。
    从图4所标电压极性来看：管子输出端，即线圈4～5端间的电压，与回送到管子输入端的3～2端间的电压极性是相反的（即所谓相位相差180°），而我们知道，共发射极电路的输入电压和输出电压极性本来就是相反的（也相差180°），所以反送回去的电压与输入端原来的电压极性就相同（同相位）了。这样便加强了输入电压，经管子放大后，4～5端的感应电压又加大，2～3端电压也随着加大，这样周而复始地循环下去，信号就一次比一次加强，形成了振荡。这种振荡的产生是不需外加信号的，只是由于电源接通的瞬变过程或电路内部的电子热扰动所激起，所以叫它“自激振荡”。为了产生振荡，我们把输出端的电压反送到输入端，这个过程叫“反馈”。由于反馈到输入端的电压与原输入电压同相位，所以叫它“正反馈”。这是产生振荡的必要条件。在装机时，如果把线圈的4、5头接反了，反馈电压与输入电压相位相反，成为“负反馈”，就不能产生振荡了。
    振荡电压会不会无限制地增大呢？不会的。因为晶体管的特性曲线并不是线性的，当振荡电压增大到一定程度时，管子的工作状态就进入了特性曲线的非线性饱和区，这时电流放大倍数β反而下降，振荡又会减弱下来，最后保持在动态平衡状态，使振荡电压在一定的幅度上稳定下来。
    2，振荡频率怎样确定？既然振荡管工作在非线性区，振荡电压的波形一定失真很大，不会是很好的正弦波，而要包含很多的谐波成分。但是，振荡回路是由电感L和电容C并联组成的，它具有良好的选频特性，只有与回路谐振频率f=1/2πLC相同的振荡电压才能得到谐振，其余的高频谐波成分都被回路滤除，使波形失真大大减小，实际得到的是较好的正弦波振荡。
    图2电路中，振荡回路的电感是线圈B2的初级1～3端电感，回路的总电容C是C1b并联上C4后再串联C6的结果，即C=（C1b＋C4）C6/（C1b+C4+C6),然后就可根据上述谐振频率f的计算公式算出振荡频率。
    3．振荡回路元件的选择：
    ①可变电容器C1b——图2电路中，输入电路所用的回路电容C1a是容量连续可变的，而本振回路的振荡频率又必须在整个波段内比信号频率均要高出一个466千赫中频，因而回路电容C1b也必须采用可变电容器。为了调谐方便，总是将C1a和C1b做成同轴旋转的双连可变电容器。
    ②振荡线圈B2——半导体收音机所用的振荡线圈不象中频变压器有较大的通用性，根据所选用的振荡回路和变频电路的不同，其参数要求不同，例如配7／270微微法电容的LTF－2型中波振荡线圈，其初级电感可调范围约130～160微亨；102型中振线圈，其初级电感可调范围为140～190微亨，电感不同当然圈数也不同。图2中的中波振荡线圈B2，其初级电感可调范围为160一190微亨，初级总圈数为89圈，3～2段为4圈，次级为3圈。所以在装收音机选用振荡线圈时，必须考虑电路的要求和所要配合的双连电容器。
    ③C4和C8——C4叫“补偿电容器”，一般用瓷介质微调电容器。C6叫“垫整电容器”，最好选用云母的或高频特性较好的瓷介电容器，中波段一般用280～300微微法。C4和C6都是为了保证本机振荡频率在整个波段，如中波段的600、1000、1500千赫三点较准确地比信号频率高出一个中频465千赫，而其余频率点上也大致达到这种要求，好象是本报信号在跟踪外来信号一样。
    ④振荡线圈为什么要采用抽头？这主要是为了提高振荡强度。我们知道，共发射极电路的输入阻抗，即基极与地之间的阻抗较低（一般1000欧），而振荡回路两端的谐振阻抗却很高（几十千欧），后者比前者高几十倍。若将振荡线圈B2的1～3端直接并接到管子输入端（b～e），则上述两个阻抗并联后，势必使振荡回路阻抗大大降低，引起振荡减弱，甚至不起振。为了解决这个问题，总是将振荡线圈做成抽头式的，只让抽头2～3段并接在管子输入端，即回路只有部分接入，接入多少常用“接入系数”P来表示。若1～2段圈数为N1，2～3段为N2，则P=N2／（N1+N2）。例如图2电路中P=4／89≈0.45％。这样，就使接入的部分线圈的小的阻抗与管子的输入阻抗大小相近（即所谓阻抗匹配），大大提高了振荡信号强度。（待续）（金国钧）

呜呼

三、变频原理
    从上期图2电路可以看出，由磁性天线接收到的广播信号eS经输入线圈B1耦合到基极线圈，加到变频管的输入端（一端直接接基极，另一端经C5和B2的抽头2接地加到发射极e上去）；本振信号eB由耦合电容C5加到基极，另一端通地与e相接。我们可将信号电压eS和本振电压eB同时加到基极的情况，画成如图5的简化等效电路，输出端接的是中频回路。

    实践证明，当两个不同频率fS、fB的信号eS、eB同时加到混频管输入端e～b时，由于晶体三极管的非线性作用，在输出端e～c间，除了会产生这两个信号的基波成分fS、fB外，还会产生很多新的频率成分，如和频（fB＋fS）、差频（fB-fS）以及各种谐波成分。这个过程我们叫它“混频”。由于接在变频电路输出端的中频变压器回路是调谐在fB～fS上的，所以只有差频成分得以通过，而其他频率的成分则统统被这一回路滤除。在超外差式收音机中，总是使本振频率fB比信号频率fS高一中频465千赫，即差频fB-fS=465千赫，而将中频变压器BZ1与C7组成的并联谐振回路调谐在465千赫上，所以混频的结果，只有465千赫的中频才能通过BZ1耦合到下一级中频放大器去。例如，当输入回路调谐在640千赫（fS）时，本机振荡回路就调谐在640＋465=1105千赫（fB），混频以后就能差出465千赫，送到中放去，这样就能收到640千赫的电台信号。
    四、常用变频电路
    图6是一种常用中、短波超外差收音机的变频电路。图中，与天线相连的线圈是天线耦合线圈；B1是短波输入线圈；B2是中波输入线圈；B3是短波振荡线圈；B4是中波振荡线圈；L是短波提升线圈。收音机工作在中波段或短波段是用波段开关K1来控制的。K1有K1a…K1f六把连动的主刀片，六组双接点，相当于六把连动的单刀双掷开关。图中K1是在接收中波的位置。收短波时六把刀一起转换到另一组接点上。

    由于接有旁路电容C4，相当于基极交流接地，故属于共基电路。广播信号电压eS是由基极加入的，本振信号电压eB则是经C10（或C8）由发射极加入的，故可画成如图7的等效电路。这种电路叫做“共基调发”电路。下面来谈它的特点。

    1．避免吸收现象：图6中，当K1接到短波时，中波输入线圈B2的初级是通过开关接地刀K1b接地而短路的，这是为了避免吸收现象。因为收短波时，若中波输入线圈B2处于开路状态，虽然调谐电容C1a已接到短波输入回路中，但杂散电容仍存在，当杂散电容与B2线圈两者的谐振频率正好落到短波频率覆盖范围内某一点时，就会吸收短波段那一频率点上的电磁波能量，使该点的灵敏度大大降低。同样，中波振荡回路也通过开关K1的又一个接地刀K1e接地短路，否则也会对短波振荡产生吸收现象，使短波振荡在那一频率点上幅度大大降低，严重影响变频增益。
    2.短波提升器的作用：当K1接到短波位置时，接发射极的K1d刀在将短波振荡回路接入的同时，也将C11和线圈L组成的短波提升器接入。短波提升器实际上是一个LC串联谐振回路，谐振频率为中频465千赫。我们知道，串联谐振回路谐振于某一频率时，对该频率呈现的阻抗很小。由于发射极电阻R3上没有旁路电容器并联，R3对直流和交流均有负反馈作用，但当它两端并联上C11L短波提升器后，负反馈成分中的中频分量就通过C11L的很小的串联谐振阻抗短路到地，从而减小了中频负反馈，提高了混频增益，尤其在短波段的低端，其混频增益有时可提高4～5倍。
    短波提升线圈L的电感可用f=1／2πLC公式计算，如图6电路，C11=510微微法，f=465千赫，可算出

        中波段不需要加提升器，因为耦合电容一般都很大，对465千赫中频的容抗已很小，已经起到了比上述提升器还要好的效果。
    3．谐波变频电路：图6的短波段采用了谐波变频。这是为了减少牵连和人体感应。它是利用本机振荡的二次谐波频率同外来信号频率之差等于465千赫中频来实现变频的。例如短波段的频率范围为4～12兆赫，则本振应为4.465～12.465兆赫。由于本振频率用的是二次谐波，所以本振的基波实际上只有2.2325～6.2325兆赫，比信号频率低多了，频率牵连现象、人体感应就大为改善，调整时就方便多了。但二次谐波的幅度比基波要小，变频增益能满足吗？可以满足的。因为对本振电压的幅度要求并不算大，只要适当加强基波振荡就行了。一些多波段的收音机，采用这种方法还可以减少一个短振线圈，使结构简化，例如用基波作短波Ⅰ的本振，用二次谐波作短波Ⅱ的本振，就可省掉短波Ⅱ的振荡线圈。
    牵连现象是怎么回事？从图2可以看出，输入电路通过基极线圈实际上已直接成为本振负载的一部分，因而输入电路的参数变化，也会影响本振频率，使它也发生一些变化，好像本振频率被输入回路的频率所牵制一样。当输入信号频率与本振频率很接近时，这种频率变化使两者更为接近，且频率越高越严重。例如信号为12兆赫，本振就为12.465兆赫，两者就很接近，在调整收音机时，由于人体感应或其他因素影响，使本振回路的参数发生变化，本振频率很可能完全被信号频率牵连，本振信号变得与输入信号一样，从而破坏收音机正常工作，以致产生啸叫、自激。但中信号频率为535～1605千赫，本振频率为1000～2070千赫，两者相差很远，故牵连的可能性很小，所以共发调基的变频电路不宜用于短波段，几乎只用于单波段收音机中。
    在共基调发变频电路中，输入信号与本振信号是分别从基极与发射极加入的，由于发射结的隔离作用，上述牵连现象就要小得多了，因而这种电路多被8管以上多波段收音机所采用，但它要求的本振电压幅度要大些，故本振耦合电容C10用得要大些。
    4．其他常用变频电路：图8是8管以上多波段收音机常用变频电路（图中仅画出中波段）。这里用两个管子分别作混频（BG1）和本振（BG2），通称为他激式变频器，前面只用一个管子的称自激式变频器。图8中混频电路和本振电路都属于共基调发电路。信号电压由基极线圈加到BG1管的基极，本振电压经耦合电容C0加到BG1管的发射极，故等效电路仍如图7，但由于有单独的本振，故调整方便，性能较好。

    六、变频管的选用和电路调整
    1．变频管的选择：收音机机内噪声的主要来源是本机振荡器，如果兼作混频和本振的变频管噪声较大，收音机喇叭里沙沙声就会很大。
    其次，变频管的基区扩散电阻rbb要小。rbb大了，输入信号和本振信号在rbb上的损耗就要加大，混频效果就差。一般高频管的rbb较小，频率高于10兆赫的管子，rbb小于150欧，高达几百兆赫的锗管，其rbb可降到十几欧，硅高频管可做到几欧;而低频小功率管的rbb则大到几百欧。
    变频管集电结电容Cc要小。通过Cc输出信号会反馈到输入端。低频时，容抗大反馈量小，Cc可不考虑；高频时，容抗小反馈量大，Cc的影响就不能忽略，这时会引起输入、输出信号电压的相位差不是180°，相位差的大小与频率有关。如Cc构成的内反馈是负反馈，则要降低混频增益，如是正反馈，则易造成工作的不稳定，结果都不好。频率高于20兆赫的管子，其Cc大致小于20微微法，高频硅管的Cc可做到几个微微法，甚至小于1微微法。
    收音机用的高频管，由于工作频率还不算太高，故大多列出截止频率fα或fβ。fα和fβ高的管子，其rbb和Cc也小。对截止频率的要求不同，共基电路比共射电路要求可低些。用于本振的管子要求高些，兼作混频和本振比单作混频的要求高。一般应保证截止频率fα或fβ比工作频率高三倍以上，例如，截止频率为30兆赫的高频管3AG11单作本振时只能工作到10兆赫，如单作混频则用得可较高，可到20兆赫。
    此外，管子的β要够高:变频管的β要求范围较宽，最好在50～150间选用；单作混频的管子β要求可稍低；本振管则应高些，否则不易起振。兼作混频和本振的变频管则要兼顾。
    2．工作点的确定：单作本振的管子必须保证有足够的本振电压幅度，因为这影响混频增益，eB大，混频增益高。但还要考虑本振的降压工作性能，即电池电压下降到标称值的3／4时，本振应能正常工作。从这两点考虑，本振管直流工作点要选高些，例如用6伏电池供电，如本振管集电极电流调到Ic2＝0.8毫安，电池电压降到2伏时，本振才停振；而如Ic2=0.6毫安，则电池电压降到3伏本振就停振了。但本振管的工作点也不能调得过高，否则本机噪声将增大，且振荡波形也要失真，谐波成分增大，在喇叭中出现“咯、咯”叫声。另外，混频增益也并非随本振电压eB的增加而成线性增大，因为混频管总是工作在小电流、非线性状态，本振电压太大反而会引起混频增益下降。一般总把本振直流工作点调到：使本振电压经耦合电容送到混频管发射极时仍能保持eB=100～200毫伏（发射极电阻两端测量），这样效果较好。图8电路中，BG2管的Ic2=0.4～0.8毫安比较合适。
    对于兼作本振和混频的管子，要兼顾本振和混频两方面要求，调整要困难些。尤其是多波段变频电路，还要考虑中、短波的不同需要。因为在中波段，集电极电流调到0.3～0.5毫安，本振电压就可达到150～250毫伏，但这样的直流工作点对短波振荡工作还是不稳定的，还必须适当提高集电极电流，例如图6中变频管要调到Ic2=0.5～0.7毫安才合适，但这样满足了短波振荡需要，中波振荡就嫌强了，引起啸叫无法工作。怎么办？通常可在中波振荡线圈的次级并联上一个适当的电阻（如图8本振线圈次级并联有2.2千欧电阻），以降低振荡回路的谐振阻抗，减弱振荡强度。阻值越小，作用越显著，但阻值不宜太小，否则会使中波灵敏度下降。（金国钧）

jsm

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求知无足

金国均老师，八几年时，在每期的无线电杂志上，都发表有关收音机的基础知识文章。。

「平安」

BZ1抽头怎么计算'也就是三极管输出阻抗加振荡线圏阻抗吗，是吗