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就这次DIY活动，前后购得与矿坛参赛套件相同的XH108-2七管半导体收音机套件三套。原计划只是利用套件外壳及其他元件，自选电路重制一个收音机。但收到套件后，忍不住手痒，想了解一下套件的整体性能，抢先组装了一个原配机。完成后手更痒，又在原电路板上进行修改，装了第二台。未了才是自制电路板，制作第三台，并逐一对比。其中体会多多，一并发表，阐述其过程。
网购XH108-2七管半导体收音机套件主要元件检测剖析：
三极管放大倍β值：9018G—92～105，9013H—260～270。
电位器4.7k，铁脚镀铬，应防锈。
233双联可变容量偏大10-160/10-70pf，微调2x8pf。
5x13x55mm扁磁棒，线啳初级用单股线平绕。
输出变压器：初级 18.87mH 内阻11Ω ， 次级内阻2.6Ω，非自耦的初次级隔离变压器，实拆绕组为2x120匝：90匝，线小内阻大，仅是次级内阻2Ω就损耗20%以上的输出功率。
输入变压器：初级 397mH 内阻161Ω ， 次级398mH内阻149Ω， 估计是2：1×2
0.5w57mm8Ω纸盆外磁喇叭，引出较线较硬、较短，影响了音质和灵敏度。
中周：检测抽头电感量，估计是非标。拆解了一套中周，谐振电容都是180pf左右，绕组分别是黄ZX10-440 55-88：5，白ZX10-450 54-104：8，黑ZX10-460 43-112：25。优点是“减轻中放自激”，但增益比部颁标准低许多。
与部标对照图1
这款套件总体质量还不错，全新料塑壳，元件配发准确，10元的价格具较高的性价比。个别变压器损坏，又每套多配一只。偏置电阻的数值配置很准确。只要不错装元件，装响极容易。
套件图2
套件原配件组装
组装前用松香封固中周底部的谐振电容防潮，电位器开关塗油防锈。按图施工1个半小时，焊接安装好电路板，接上喇叭、电池开始调试。
1.先关闭开关，在开关处测得9mA，说明无短路异常。
2.打开电源开关，测得功放静态Ic=4.5mA，喇叭有细小声响，随即焊上开口。
3.再测稳压1.4v正常。测低放静态Ic=4mA，喇叭有较大响声，随即焊上开口。
4.测中放2的Ic= 1ma，暂不接。测得中放1的Ic= 0.5mA，这时接通中1、中2开口。
5.测得变频Ic=0.22ma，接收到正常的电力杂音，接通开口。先调出低端的540中央台，微调中周后，再调出高端的1600处的中央台，经简单统调就能收听到几个台，没有自激啸叫现象。
接下来用自制信号源和示波器调整465中频和中波段535～1605的校正，然后三点统调。
自制的简易信号源图3
这个按套件原配件和设计组装的机子定为1号样机。全程时间约3小时。
没有专业仪器测量灵敏度，又不能自我标榜为：小于多少毫伏微伏的，只好与商品机对比。十多年前那台ECB产的EC-1012A九波段机，已不适应当今很差的收听环境，而且早被我以前自制的机子比了下去。因此，特地网购了一台德生R-911，(本想买熊猫，又恐被人非议不是是最著名的大牌)，到手后，在自家环境极差的卫生间收听，效果还算好。
白天在较好的收听环境，1号样机与德生R-911差别不大，在收听环境差的地方，灵敏度的差异就十分明显。
超外差的选择性较好，1号机白天收听也不混台，所以不必在选择性上下功夫。1号机的整机静态电流17mA，有必要降下来。音质也差，用示波器检查不失真的峰峰值小于1v，最大输出峰峰值3v，声音干涩，高、低音全无。小变压器和低价小喇叭，不能奢低音的表现，但清晰的高音和中音的园润还是可以达到的。
套件的修改组装
2号机利用套件的电路板进行改造。套件的电路图有几个可以提升性能的地方。
1.收音部分的电压仅1.4v，不但增益小，而且中放易产生大信号阻塞失真。提高电压不但可以加大增益，也能改善一些中放失真音质。偏置稳定用φ3黄色发光管作稳压兼指示，经多次检测红、绿、黄、兰、白发光管和过去的实践，黄发光管在1～5mA电流变化时，导通电压在1.86～1.94v变化，相比多只硅二极管串联的变化还小得多，更适宜作稳压。
2.硅管的热稳定很好，没有必要使用发射极的电流负反馈电阻。当然，原设计还有另外的意义：中放2发射极负反馈电阻R7可以抑制中放自激，2号机不考虑抑制中放自激，着重提高增益。
3.抑制变频自激的R3和R13降低了增益，应去除。
4.C8、C9、C6、C12衰减高音过多，应适当减小，但不能不用C6、C12，否则近距离的喇叭与磁棒容易产生自激。
电路图修改如图5
按修改图组装后，出现严重自激，但这并不说明修改的错误。从理论上讲，自激就是正反馈，产生的条件是必须存在正反馈信号源，结电容引起的正反馈，在硅管制造时就得以解决，剩下的可能只能是不该存在的寄生振荡。中波振荡和465KC中频的频率很低，不大可能以局部的线间电容和非电感元件近距形成寄生振荡，只有公共地线的布局不当的可能性最大。
若以天线信号为源点，正常地线的布局走向应为：天线线啳初级地→可变→天线线啳次级→变频发射极→中放1→中放2→检波→低放→功放→电源。若流程颠倒、混淆，放大电路持有的相位特性，必然导致信号相位反馈，从而引起自激。这方面的名家著作甚少，一直被众多的理论所忽略，流行的仿真软件更无法演算这种公共接地失当的自激。
套件电路板的公共接地情况是：以天线线啳初级地和可变直接大面积到检波及电源，然后分三路接中放2；中放1、变频；低、功放。这种没有各级独立退耦的星形接地，在实践中证明是有害的。各级信号传递相互混杂，必然导致严重自激。原设计不得不以牺牲增益为代价，改中周部标，减小变频级电流，加R3、R13和中放2负反馈R7。
变频和中放自激现象，常被认为是三极管β过大引起的，甚至还有中周Q值高的说法。但是，既是纯理论上的分析，也只能证实自激产生因素是：信号相位导致的寄生正向反馈，只要不存在这些与输入端相位形成自激的源点，无限大的β和无限高的Q值都只是作用于增益，而不可能由β或Q值产生相位反馈的振荡。为什么高β容易出现自激？这说明高β管对微弱信号的放大能力更敏感，在杜绝自激源点时，高β管的高输入阻抗带来的增益更高(依稀记得专著中β与输入阻抗关系有所论述)，更有利于微弱电台信号的收听。
我曾用过300～400左右β的9014作过变频和中放实验，证实高β不是产生自激的条件。详细内容参见：变频、中放管放大倍数高不是自激啸叫的元凶 - 〓晶体管与集成〓 - 矿石收音机论坛 - Powered by Discuz!
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现在，再次用XH108-2套件来证实公共接地布线引起自激这一简单的事实：改动非常简单，用断钢锯片的锋口(或小刀)割断可变处与检波的直连，另用一根通线连接中1到中2的公共接地，自激随即消失。就是这简单的一刀，割断了了检波级与变频级间的自激源点，使严重自激得以根治，有此套件的坛友不妨验证一下。
公共接地不当引起的自激，在多级放大器中非常突出，特别是高增益的收扩机和使用金属底盘的电子管放大电路。当年大功率晶体管还昂贵时，玩过几年电子管扩大器，公共接地不当的自激比晶体管有过之而无不及，解决的办法就是从电子管的排列顺序、同级接地点和各级退耦上改进。
图6：2号电路板修改图
2号机对比德生R-911，性能稍差，但灵敏度和音质都胜过1号机。
2号套件修改机完工后，余兴未尽，于是又着手3号机的制作。
3号机重点是进一步提升灵敏度和改善音质
一.3号机构思
选择什么电路和器件，权衡了一通。常规的变频+二级中放+二极管检波电路，已有良好的中波灵敏度和选择性，没有必要在教学小机型上加什么高放，分离混频振荡，双调中周选频，以及宽频超动态…。小型袖珍机型和低质的电声元件，也发挥不出这些复杂电路的优良性能。自制电路板的主要原因，则是可以尽可能地避免元件布局、公共地线和供电布线的影响，消除自激现象。自选电路可以适当提高增益、简化电路、降低成本，节省元件。
虽然规定可以是“作品难度与套件相当或高于套件的水平”的自选机种，但我还是不会去制作大中型的“仿一级机”，反而是这种利用套件的低电压，低成本、小容积的机型更具挑战性。虽然制作高级机搏彩的机会的确更大，但要仅以一人之力在十天半月中完成设计、试验、装配、调试、修改、定型类似【上海312】、【红旗210】、【春雷3T3】、【熊猫B11】等机型的仿制，除了作弊和粗制滥造，几乎没有完成的可能，因为过去毕竟实践过。
扯远了，回说正题。 3号机的前级供电改至稳压前，比1、2号机进一步提高，有利于提高信号动态增益，减小中放级大信号失真。偏置稳定用φ3红色发光管作稳压兼指示，实测其导通电流1～5mA变化时，电压在1.7～1.8v变化。
变频、中放、检波都采用常规电路。硅管热稳定好，中放发射极不设置降低增益的交、直流负反馈阻容；套件原AGC电路看似特殊，实质原理和信号流程与标准基本相同，只是检波后的直流无分流，AGC作用很强，这有利于减轻低电压中放级大信号失真，但对微弱信号衰减也很大。所以，3号机采用标准的AGC电路。检波管先用用硅1N4148，并在调试中再与锗1N60对比，以解决自己对超外差机检波管硅锗之别的模糊认识。
变频、中放管原本打算用400倍左右β的9014，因为高β输入阻抗高，有利于弱小信号放大，150M用于2M以下的中波段也应绰绰有余。
但572670430版主和一些老师说9018比9014的增益高，更容易自激，原因是9018是800M，9014是100M，在相同工作频率时，100倍9018的增益比300倍9014还大。为了弄清这个问题，我在单级放大电路中输入定额的465kc等幅信号，调换使用9018、9014、9013、5551等三极管，并调整成统一的Ic，实验证实特征频率高的三极管输出幅值确实更大。最好的要数过去修电视机高频头的超高频管，厂标Ksp10-349，管脚排列BEC，β80-100，修电视实际效果比79、80管噪粒点小，灵敏度高。实验中又用β88与130倍的9018证明：相同特征频率的三极管在不同β时，β越高，输出幅值越大。在此，特别感谢572670430版主和一些老师的指教！
所以决定用9018。而且9014已经在过去的装机中证实了不自激，但由于磁棒、线啳和机型比这次的机子优良得多，1～3号都不能与其对比。这次的2号机虽说用9018也不自激，但AGC较常规电路强很多，而且中周抽头上移，增益下降，不能充分说明问题。
3号机收音部分所用三极管9018的β为：变频135,中放130,128(30多只9018只选出这些最高的)，把高β的放前级应该更利于弱台接收。现代的晶体管制造工艺，早已不是当年那种β越高越不稳定的状况了，充分利用高β管，对提高收音机性能是一种必然趋势。
套件的振荡线啳不改留用，但中周与部颁标准不一样，初级的中心抽头上移，改动了(部颁标准)谐振阻抗与三极管输出阻抗的较好匹配，中心抽头上移也使传输信号电压降低，中放增益便由此衰减，特别是中放1的信号电压比部标几乎小了一半，这对接收弱台极为不利。所以，为保证正常的灵敏度，3号机的中周按部标重绕。有老师说手绕Q低，这次就仿照正规工艺用机绕，幼儿学的绕制技能还未忘，工艺水平还可与生产厂绕机工一比，相信按部标自制的中周的Q也不会差很多（没Q表，真苦恼）。具体方法见：
绕线机制作中周的快捷方法 - 〓晶体管与集成〓 - 矿石收音机论坛 - Powered by Discuz!
http://www.crystalradio.cn/thread-720016-1-1.html
新近制作了一个固定中周的插接头，几乎就是正规生产工艺，绕制更加平稳方便。图ffff
由于磁棒太短，无法用多股线绕制出理想的天线线啳，因此一律沿用套件原配件。
原配低成本小变器品质有限，效率很低，并且成本较高，除容易得到较大输出功率外，音质和效率能远不如无变压功放。如果用2毛多的D2822集成电路作BTL，在3V电源、8Ω喇叭时，可以得到300mw以上的输出功率，符合低成本、简单易制作的条件，但又少了一些教学机DIY分立件的意义。使用用分立件的OTL，受3V电压的限制，8Ω喇叭的输出功率仅有EcxEc÷8RL=3x3÷8x8=140mw。套件中的低成本、低灵敏度喇叭在100多mw时发出的音量很差。如改用3.7～4v的手机电池或18650充电电池，满足了输出功率，音质也比3v好，但却破坏了原机的机体设计。因此，打算在原配8Ω喇叭音量过小时，改为4Ω喇叭，输出功率就可以轻易地提高一倍(理论值)，基本上又不提高整体成本。(实际组装觉得套件原配8Ω喇叭，觉得音量还可以。)
低放及功放采用差分互补OTL，其原因是直耦性能比阻容耦合好、工作点不调整等优点。虽然，多用了一只三极管，性能却提高了很多。免调整的特点也大大提高了制作成功率。
相比七管变压器的机子的元件，八管差分互补OTL机虽多一个三极管和一个470u的电解，但少两个高价格变压器，整机成本更低。而且目前分立件OTL收音机套件极少，因此更具有商业价值。精确计算后的部分不调整电路特点，对教学和培养学生制作信心与兴致大有益处。
图7：3号电路图
3号机采用的电路都是常规电路，没有什么创新亮点。这是因为前人在数十年的实践中，已将晶体管收音机电路发挥到了极限，没有给后人留下多少创新的空间。而且本人更是才疏学浅，曾在无数次碰壁后，才明白这一事实。
二.部分电阻数值的简单计算
为什么要进行计算？用个可调电阻岂不是更简单？这个问题我也问过自己。我是一个对有兴趣的东西就追求极限的人，总想把收音机做得和修得更好，在装配和维修进入死胡同时，计算就成了解决难题唯一的途径。准确的计算可以解决许多实作中的调试，更能深入的了解电路的原理和元件的功能，通过计算能够迅速地熟记各种基础电路，计算还可以验证电路的结构是否正确合理，元件数值是否偏差，机子的各种性能如何等等与实作相关的问题。要想成就一个优良机子，可以不熟悉矿石的检波理论，也可以不知晓三极管放大的电子学说，还可以不明白晶体管的特征频率和输入、输出曲线…。但应该熟悉三极管偏置电路及其计算，否则高深的理论都难以实施于实作之中。
各级工作点的确定虽说与其增益、输入输出阻抗有关，但小信号放大器又须从稳定、低噪、节能等方面取值。通常情况是电流小时，噪声低；电流大时，增益上升，噪声也大。常规值是前人总结各方面因素后，得取的平衡值，值得沿用和遵循。
3号机取Ic1=0.4mA，Ic2=0.4mA，Ic3=0.8mA；Ic4=0.3mA，Ic5=1.5mA，Ic6=2～5mA，发光稳压管工作电流=2.4mA。Vbe取0.65v(硅管0.6～0.7v)计算。
退耦电阻R14取91，电压降为91×(Ic1十Ic2十Ic3十2.4mA)=0.36V，前级供电为3-0.36=2.64V
计算前级偏置稳压降压电阻：R15上的电流为变频及中放Ib+稳压管工作电流，Ib很小，忽略不计，稳压管工作电流取值为2.4mA，实测φ3红色发光管的稳压值为1.75v，
R15=(2.64-1.75)÷2.4=371Ω，取标称360Ω。
变频发射极电阻R2取1.2k，Ve1=1.2k×0.4=0.48v，Vb1=Vbe1+Ve1=0.65+0.48=1.13v
变频偏置电阻计算
R1=(稳压1.75v-Vb1)÷(Ic÷β)=(1.75-1.13)÷(0.4÷135)=209k，取标称200k
中放1的偏置R3计算有些复杂：R3=(稳压1.75v-Vb)÷［(Ic÷β)+(Vb÷Rr)］
式中Rr=R4+(RW与二极管正向电阻Rd+R6的并联值)。为了取得较好的检波效果，1N4148的无信号微导通电流取20uA。根据1N4148的实际检测，1N4148微导通电流在20uA时的电压为0.4v，由此得出导通电阻Rd为0.4v÷20uA=20k。RW与二极管正向电阻Rd+R6的并联值，R并=RW(Rd+R6)÷(RW+Rd+R6)=4k。由此Rr=R4+R并=12.2k。这时就可以得出
中放1的偏置R3=(稳压1.75v-Vb)÷［(Ic÷β)+(Vb÷Rr)］=(1.75-0.65)÷［(0.4÷130)+(0.65÷12.2)］=1.1÷0.056=19.6K，取20K
中放2偏置 R5=(1.75-0.65)÷(Ic÷β)=1.1÷(0.8÷128)=176K，取180K
低放部分要求差分管Q4与Q5、功放管Q7与Q8的β一致。这部分的电阻数值计算简单多了，先根据中点电压，推理出各点的电压，与各级适当的Ic，最后以欧姆定律计算即可。这里只简单说明各个电阻的选用原则：
R7、R8是Q4的分压偏置，R7=R8保证中点为1/2Ec，R7、R8越大，对Q的输入阻抗影响越小；反之则中点电压偏差小，但Q4的输入阻抗会下降；较高的输入阻抗可减轻检波信号的负担。
R12是Q5的取样和负反馈，与R11的比值决定了低放部分的电压增益，比值大放大倍数高，比值小大信号失真小。为提高弱台的音量，取比较大的值51：1.2。
差分管的发射极电阻R9，决定了差分级的工作电流。
R10是Q6的基极分流电阻，偏差过大时，中点电压会失控。
R13是Q6的集电极负载电阻，也是D3、D4的限流电阻，取值应兼顾功放的静态电流和功放管要求的驱动电流来计算，相差太大的β(如几十倍与几百倍)、不同的工作电压、不同的额定输出功率的驱动电流都不一样，切莫用元件参数不一的仿真演示数据来推翻实作和示波器测试。功放管β低时R13应小，但功放的静态电流增大。
值得申明的是：本人并非收音机及电子设计专业人员，学业因历史条件所限，仅初中未毕业。只不过是认真地看了几本书，装了些机子，修过不少的收音机，其理论水平也属业余爱好的实用主义水平。所用的计算方法就是一个最基础、最简单不过的欧姆定律。所用计算算式也不是什么熟记于心的定论公式，仅是自己随机分析电路后得来，不过是自己用来玩玩的雕虫小技，登不得大雅之堂，也不免错谬和有待商讨。然而倒也很实用，认真正确计算后，与实际应用也无较大差别。这低级但实用的计算方法运用了数十年，一直视为珍宝，现拿出来献丑一下。
电容只说明一下负反馈C10，取68PF只是为了消除自激，并非是压制高音，所以取值很小。高β硅管输入阻抗和特征频率高，负反馈C10很小就行了，这与低β的低频锗管差异很大，不能以锗管电路套搬。
三.制作过程
电路板全手工制作，电路板很小，仅51x60mm，没有φ0.7mm的钻头，φ1mm的钻头大了一些，描板比较困难。曾动了求人到工厂制作的念头，最终还是用手工制作电路板，虽然丑了点，但终归是自己的劳作。具体方法见：不用打印机转印感光，土法快速制作收音机电路板 - 〓晶体管与集成〓 - 矿石收音机论坛 - Powered by Discuz!
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图8、图9：3号板图
补充内容 (2015-9-15 08:11):
因拙帖太长，受发帖限制，剪贴后段在2楼，但图片又剪不过去。学做的视频在5楼。 |
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狗仔卡
发表于 2015-9-15 01:24:16
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发表于 2015-9-15 01:54:34
