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本帖最后由 linpei 于 2013-5-14 09:05 编辑
我在1994年DIY了一台300B推挽胆机,见在本坛发布的《15年前发烧制作的胆机》一文。我一直对将300B用于推挽机有点耿耿于怀,而当年从炼钢厂废钢堆捡来的英国GEC KT88、英国大盾EL34却没派上用场,更有点不太甘心。于是想用300B和2A3另作一台单端机,推挽机改用KT88和 EL34。改制推挽机时的主要工程量是:
(1) 局部修改线路:由于没有采用直热管,旁热管阴极中毒问题没有直热管那么突出,所以取消高压延时电路。前级音调的衰减和提升从±15db改为±6db,电位器改为B型(直线型)。倒相级的恒流源改回最初的五极电子管,采用EF89。设置功率管三极管接法和超线性接法转换开关,用于切换工作状态。电源滤波改为CLC,每声道的后级高压增加第一级C滤波,采用法国苏伦4.7uf MKP电容和德国ROE 1uf MKT电容并联成28uf,第二级10H电感滤波保持不变。每声道的前级高压增加第一级C滤波,采用德国西门子与松下合作的S+M电容(made in germany),并且增加第二级5H电感滤波。
(2) 局部修改用料:100K音量电位器改为250K 24档步进电位器,以求改善左右声道平衡度。前级SRPP电路放大管改用12AU7(ECC82)代替原来的6N11(ECC88),以达到在不改变前级稳压电流前提下使前级放大管的工作点处于A类的目的。仿照麦景图MC-275,阴随推动级的电子管改用与12AZ7等效的12AT7代替原来的5814A(ECC82)。
(3) 重新设计制作电源变压器。原因有四:原来的变压器左右声道电压稍有偏差,导致两边工作点不同,将影响立体声声场;原来只有一个负偏压绕组,两声道公用,在没有条件做去耦测试的情况下,将影响声道分离度;灯丝改全交流供电,增加灯丝绕组中心抽头;为改为用旁热式电子管整流做好准备——高压绕组抽头要精确,两组电压要一致,以便由两组桥式硅整流合并为一组全波电子管整流,并且预留整流管的5V灯丝绕组。
(一)设计制作电源变压器
一、次级电流功率计算
(1)后级高压电流:KT88最大电流——固定偏压-59V,超线性,Va453V,2×140mA=280mA
实际:Va400V,三极管接法,固定偏压-40V,2×100mA=200mA
后级高压功率:电感负载桥式最大1.1×370×0.28×2=228W,实际1.1×370×0.2×2=162.8W,
(2)前级高压电流:工作点电流2×12AU7_2×3.5mA,6E2_2×1mA,6SN7_2×5mA,稳压管电流2×6mA,EF89的帘栅极电流_2×3mA,12AT7_2×7.5mA,合计52mA ,最大不会超过64mA。
功率(电容负载桥式)最大1.56×340×0.064×2=67.89W=68W
(3)后级灯丝电流:1.6A×2=3.2A,功率6.3×3.2×2=40.32W
(4)前级灯丝电流:6.3V——6E2_0.3A,6SN7_0.6A, EF89_0.2A,合计1.1×2=2.2A ,功率6.3×2.2=13.9W。
12.6V——12AU7_0.15A ,12AT7 _0.15A,合计0.15×6=0.9A,功率12.6×0.9=11.3W
加上预留负栅压电子管整流EZ81的灯丝供电1.2A,共计32.44W。
(5)预留电子管整流灯丝电流:后级用5Z8P,5.75A;前级用5Z4P,2.2A,39.85W 。总计77.41W。
(6)负偏压电流:主要是12AT7的阴极电流15mA。改用12BH7时,阴极电流18mA。
功率(电容负载桥式)1.56×141×0.018×2=7.9W
合计:最大——228+68+40.3+77.41+7.9=421.6W 实际约250W
初级功率最大397.3/0.9=441W,电流2.0A。实际250/0.9=278W,电流1.27A
二、变压器制作
英国缺口铁芯,B=10000GS,133×110×70mm,舌宽44mm,截面30.8㎝2,N=1.5N/V,
窗口:66mm×22㎜,除去骨架占用的,实际61.7㎜×19.15㎜
(1) 灯丝:为了使6.3V绕组的中心抽头准确,圈数改为10N,在第5匝处抽头,改匝比为N=1.5873N/V。电流3.2A,线径D=0.7×√3.2=1.25㎜,外径1.33㎜。2组6.3V——KT88×4灯丝,20N;2组6.3V——前级左右声道灯丝和EZ81×1(负栅压整流)灯丝,20N;1组12.6V——前级部分管子灯丝,20N;在第10匝处抽头;4组5V——为改电子管整流预留:5z8p×1+5z4p×1,4×8N=32N,合计92匝,1层46匝,2层正好可以绕下,厚度:2×1.33+0.05=2.71㎜,29米S=1.23㎜2,M=0.32㎏
(2) 前级高压1、2:340V×2,540N×2,电流0.127A(晶体管整流时实际0.06A,改电子管整流时两绕组合并,0.12A),线径D=0.7×√0.127=0.25㎜,外径0.275㎜,一层224N,2.41层(2.5)×2=5,厚度5×0.275+3×0.05=1.525㎜,342米,S=0.049㎜2,M=0.15㎏
(3) 后级高压1、2:370V×2 50V+20V+300V,300V+20V+50V,[头]80N→31N→476N[尾],[头]476N→31N→80N[尾], 587N×2,电流0.4A(晶体管整流时实际0.2A,改电子管整流时两绕组合并,0.4A)线径D=0.7×√0.4=0.44㎜,外径0.49㎜,一层126N,4.66层×2=9.32,10层,厚度10×0.49+8×0.05=5.3㎜,391米
S=0.15㎜2,M=0.53㎏
(4) 负偏压1、2:140V×2,222N×2,0.08A,线径D=0.7×√0.08=0.19㎜,0.19㎜线外径0.21㎜,一层293N,1.5层,接着后级高压绕组绕,绕满后回头再绕,算1层厚度:0.21+0.05=0.26㎜,128米(实际值,用已有线)
(5) 初级:220V+10V=230V,349N+16N=365N,电流2A,线径D=0.7×√2=0.989㎜,外径1.07㎜,一层57N,6.4层,厚度7×1.07+4×0.05=7.69㎜,137米, S=0.785㎜2,M=0.96㎏
(6) 屏蔽层0.1+1.15+0.15=0.4㎜
(7) 绕组间绝缘:4×0.05=0.2㎜
导线重量计算公式:M=(1/4000)×ρπd2L
ρ:比重,铜:8.89g/cm3;铝:2.7g/cm3。 π:圆周率 d:线芯直径。单位:㎜
L:长度,单位:米。重量M=8.89×S×L
改好后的整机电路图如下。
放大电路图中,电压数值前带有▲或▼标记的是此点对地电位值,没有此标记的是两端点之间的电压值。
(二)各级电子管工作点的选择
正确选择电子管的工作点是非常重要的。对于A类放大,正确的工作点应该是选在Vg—Ia特性曲线直线段的中点,这时失真最小,声音听感也最好。有的电路将工作点选在Vg—Ia特性曲线弯曲段,靠近屏流的截止区,电子管工作在小电流状态,实际上是处于AB类放大状态,信号振幅大时,甚至产生了栅流,这时或许听感也不错,但那是一种失真的“好听”,设备已经不是工作于高保真状态了。电子管手册上给出特性曲线全面反映了管子合适的工作点在哪里,是正确选择电子管的工作点的依据,一般用作图法来选择。
为什么要用12AU7(ECC82)代替原来的6N11(ECC88)?因为用示波器观察第二级SRPP电路输出到倒相级栅极方波响应波形有失真,且主要是在信号的下半周的截止失真。
原因是:原来电路6N11(ECC88)的阴极电阻是1K,负偏电压是3.5V,阳极电压是约100V,从Vg—Ia特性曲线查出,这样的工作点位于曲线弯曲段的下方,已经很接近阳极电流的截止点,信号振幅大时,就产生了截止失真。要使6N11(ECC88)工作于A类,就要把工作点选在Vg—Ia特性曲线直线段的中点。作图得出:当Va=100V,Vg=-2.1V时,Ia=10mA,Rk=220欧,这就是6N11(ECC88)工作于A类的工作点。见下图:
如果将6N11(ECC88)的工作点改为A类,将使每声道前级增加13mA的电流,电源变压器负荷能力没有问题,但原来的前级稳压电路中的限流电阻必须更换为8.2K。这个限流电阻要通过至少28mA电流,降掉230V电压,功率约7W,发热量很大,必须在机外安装,但原先在机外直立安装的电阻是1993年从炼钢厂废钢里的国外军用旧电子设备上拆下的,现在买不到这种安装方式的电阻了,更别说特定阻值8.2K的了。
手头有1993年从炼钢厂废钢里的美国和英国军用旧电子设备上拆下的12AU7(ECC82),就查了它的Vg—Ia特性曲线,作图得出:当Va=100V,Vg=-3.5V时,Ia=3.5mA,Rk=1000欧,此点正位于Vg—Ia特性曲线直线段的中点,这就是说原来的元件不要做任何改变,只要把灯丝电压改为12.6V,改用12AU7(ECC82),就可以使前级工作于A类。见下图:
12AU7是否适应SRPP电路对放大管特殊要求:阳极工作电压低、阴极与灯丝间的耐压高?查电子管特性手册知:12AU7可以在100V~250V范围内很好工作,在屏压100V、屏流3.5mA时,放大因素仍然保持标准值u=17稍弱,跨导是S=2..9mA/V,大于标准值(2.2mA/V)。阴极与灯丝间的耐压是180V,比6N11(ECC88)的150V高不少。所以12AU7具有6N11(ECC88)那样的阳极工作电压低、阴极与灯丝间的耐压高的特性,见下图:
倒相级的6SN7和推动级的12AT7也必须工作于A类。我根据电路中实测的电压和计算的电流,验证它们都工作于Vg—Ia特性曲线直线段。6SN7的Vg=-5.5V~-6.2V,Ia=5.5mA~4.3mA,工作点在直线段中点偏下,12AT7的Vg=-1.8V左右,Ia=7mA,工作点正好在直线段中点。见下图:
由于倒相级6SN7工作在放大状态,所以需要检验其工作点的跨导、放大因素、阳极阻抗是否合适。根据手册曲线图作图得出:Va=180V,Ia=4.3mA时,放大因素u=18.4,跨导S=2.68mA/V,阳极阻抗rp=2.68K,表明倒相级工作点特性良好。见下图:
倒相级6SN7的阴极恒流源工作点的设置同样重要。采用EF89做恒流管是因为1993年从从炼钢厂废钢里的英国和丹麦军用旧通信设备上拆下了十多只EF89,多数测试良好;虽然EF89是遥截止五极管,但它的内阻高达750K,Va>75V以后屏流曲线比较平坦(屏压Va变动时屏流Ia变化很小),屏流加帘栅极电流超过10mA。这些特性决定了EF89在低屏压110V时有良好的恒流特性。
EF89的工作点由6SN7阴极电位(也就是EF89的阳极电压)、EF89的帘栅极电压、阳极电流加帘栅极电流流过阴极电阻产生负偏压决定。6SN7阴极电位就是前级SRPP输出电位加偏压,这个电路里是112V~115V。EF89的帘栅极电压从手册查出是100V,最好稳定,所以采用了帘栅极100V稳压电路。选择工作点主要是调整EF89的阴极电阻,(本机调至约200欧),对应的第一栅极偏压约-2.2~-2.3V左右,使6SN7两臂33K输出电阻上的压降为140V左右,对应的阳极电流为4.3mA左右。再查曲线检验工作点是否合适,见下图:EF89的栅压-帘栅压-屏流曲线——栅压-2.3V、帘栅压100V,对应的屏流是8.5mA
由下图可见EF89工作于特性曲线的平坦区域。验证这一点非常重要
实际测试表明,管内两边三极管参数完全一致的管子的两臂直流电压没有差异,不完全一致的,两臂直流电压可能有0.5V~2.0V的差异,但是恒流源式长尾倒相后两臂输出的交流电压的平衡度很好。
本机音调电路采用《音响世界》刊登的电路。
第一级SRPP电路的负载电阻的选择关系到失真度的大小。对于12AU7(ECC82),负载电阻和失真度的关系如下图:
由上图可知,12AU7构成SRPP电路的负载RL=2.5K时失真度最小。最终的负载阻抗与RC衰减型音调电路输入阻抗有关。此阻抗可根据下图来求取:
输入阻抗在最小值72.5K到最大值602K之间变化。当电容短路时,即把音调控制呈平坦特性的中频等效电路如下图所示:
音调电路中频等效的阻抗可计算出为84.7K。据此可以算出最终负载阻抗是:
R0=RT0*RL÷(RT0-RL)=84.7*25÷(84.7-25)=35.5K,取36K。
本机的音调控制特性如下图:
由上图可知,最大提升量在低频是+6db不到一点,在高频是+6db,衰减量在100HZ和10KHZ时均为-9db。
必须仔细设置EL34和TK88的工作点,使之满足中小音量时工作在A类,大音量时工作在AB1类的要求。对于EL34比较好办,因为手册给出了栅压—屏流曲线(Vg1-Ia),只要把工作点设置在Vg1-Ia曲线直线段的中点(全A类工作点)偏下一点即可。对于KT88,没有栅压—屏流曲线(Vg1-Ia),只能根据手册给出工作点条件,到Va-Ia曲线中去找。最终确定EL34的栅压为-30V,KT88的栅压为-40V。
EL34工作点曲线
KT88工作点曲线
当阴随推动管采用12AT7时,尽管其自身栅压为-1.6~-2V不等,但由于12AT7本身栅压-屏流(Vg1-Ia)特性和阴极深度负反馈作用,对栅压跟随得很好,加到栅极电压是-30V左右,阴极也是-30V左右,相差不过零点几伏,所以麦景图MC-275图中标注12AZ7栅极电压是-57V,阴极也是-57V。开始我以为MC-275图标错了,实际做出来测量后才明白12AT7就是跟随得这么好。
起初打算将功放级的偏压改为阴极电阻偏压,在底板上增加了2×450欧姆的阴极电阻(美国西电后期黑色的矩形电阻)。这样的最大好处是:如果失去负偏压(阴极电阻开路),阳极电流也同时断开;如果负偏压改变(阴极电阻变值),阳极电流也同时改变,保证了功放管的安全。但是,由于十几年前从废钢场捡来的英国大盾EL34参数稍微有点不对称,推挽输出的两臂电流不完全一致,这不仅使谐波失真不能完全被抵消,而且还会产生交越失真。所以,为了能用上这些大盾名管,还是采用原先固定负偏压,以便于单独调整偏压,使两管电流对称。实践表明,原先采用的WXD2-53线绕10圈指针式电位器可靠性很高,负压回路都采用高可靠金属膜电阻,可靠性基本是有保证的。调试结果是:各管偏压相差并不大,约0.4V~0.6V,对管子的工作点影响不大。
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