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HAM2000收音机同步检波电路初步分析

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发表于 2012-7-11 20:17:56 | 显示全部楼层 |阅读模式
本帖最后由 ace919 于 2012-7-13 19:07 编辑

德生HAM2000(即Grundig Satellite 800,简称根德S800)收音机的同步检波电路实现了AM模式的同步检波(可选上下边带输出),以及SSB(USB/LSB)与CW模式的解调。大部分在网上发布HAM2000的AM同步检波使用效果的网友,大都给予了比较高的评价。而发布收音机AM同步检波测试横向对比评测的,大都给予HAM2000更高的评价(相对于Sony ICF-SW7600GR等收音机)。

本帖试图对HAM2000的AM同步检波电路进行初步的原理分析。主要资料是网上的HAM2000电路图。

先看看网上找到的原图,切下的同步检波电路部分,有些模糊:
HAM2000 Synchronous Detector Schematic Org.png


一、总体电路介绍
重画了下原理图,关键信号的路径用彩色标出。因为原图不够清晰,且有少量绘图错误,因此不保证下面的原理图一定与实物相符。
HAM2000 Synchronous Detector Schematic Sheet1 Old.png

HAM2000 Synchronous Detector Schematic Sheet2.png

电路主要由以下几部分组成:
1. 电源控制
2. 455K中频输入缓冲
3. 455K中频限幅放大整形
4. 鉴相器
5. PLL环路滤波
6. PLL VCO压控电压DC放大
7. 1820K VCO
8. 1820K VCO/BFO 4分频及Q路载波90度移相
9. I路载波可控0/180度移相
10. 乘法解调器,I/Q两路
11. 音频低通滤波及前置放大,I/Q两路
12. I/Q音频正交移相网路QPSN
13. I/Q两路音频混合输出

主要部分的框图如下:
HAM2000 Synchronous Detector Block Diagram.gif

使用的主要元器件有:
NE612混频器 x2,这里用作乘法器
74HC86 四2输入异或门 x1
74HC74 双D触发器 x1
4066四双向传输门 x1/4
LF353双运放 x2
LMC660四运放 x2
C9018 NPN三极管 x3
C9015 PNP三极管 x2
2N7000 N型MOS管 x1
1SV101变容二极管 x2
可调电感振荡线圈 x1
微调电阻 x2
另外还有一些1%的精密电阻及若干误差较小的电容等。


输入电源:
+5VSW:+5伏

输入信号:
IFIN:455KHz中频输入
SYNCRO-EN:AM同步检波使能,低电平有效
ENVPROC:包络检波使能,高电平有效
USBLSB:在AM同步模式时,选择输出的是AM信号的上边带,还是下边带;在SSB模式时选择USB还是LSB
BFO:SSB/CW拍频的4倍频输入,1820KHz上下

输出信号:
AFOUT:音频输出


电路工作的模式由SYNCRO-EN、ENVPROC及USBLSB联合控制:
SYNCRO-EN        ENVPROC        USBLSB        模式
0                        0                        0                AM同步检波,上边带
0                        0                        1                AM同步检波,下边带
0                        1                        x                无此种组合
1                        0                        0                SSB解调,USB
1                        0                        1                SSB解调,LSB
1                        1                        x                AM包络检波(其他电路实现)


下面对各电路部分进行简单分析。

二、分块电路介绍
1. 电源控制
按不同模式分区供电,以便节省电力,特别是电池供电时。同时将不用的电路断电,也能减少机内信号的相互干扰。

在SYNCRO-EN、ENVPROC均为高时(AM包络检波或FM等模式),Q703、Q704均截止,+5VSYNC及+5VSYNCSSB无输出。

在AM Sync模式时,SYNCRO-EN、ENVPROC均为低,Q703、Q704均导通,+5VSYNC及+5VSYNCSSB有输出。

在SSB模式时,SYNCRO-EN为高,Q703截止,+5VSYNC 无输出;ENVPROC为低,Q704导通,+5VSYNCSSB有输出。


2. 455K中频输入缓冲
Q701(C9018)组成射极跟随器,对输入455K中频信号进行缓冲。一路发射极输出到中频限幅放大电路;另一路BIF2衰减约-11.5dB后,到达I/Q两路乘法解调器NE612的各自输入端1脚。


3. 455K中频限幅放大整形
由限幅二极管CR703、CR704,三极管Q705,施密特整形电路IC701A等组成。

当输入信号幅度较小时,CR703、CR704截止,Q705达到放大的目的。当输入信号较大时,CR703、CR704开始导通,Q705的集电极到基极经CR703、CR704实现负反馈,信号强度越大,负反馈越深,从而达到限幅的目的。

经过Q705限幅放大的中频信号,经C724、R728到达IC701A,异或门IC701A的2脚接低电平,因此异或门在这里起同相缓冲门的作用,电阻R729从输出端正反馈到输入脚1,从而实现施密特触发器功能。在施密特触发器的作用下,从IC701A 3脚输出的455K中频信号边缘更陡,更接近于方波。

调节VR701,可以改变施密特触发器的反转电平。


4. 鉴相器
由异或门IC701B实现数字鉴相功能。4脚输入的是455K中频经限幅放大整形电路输出的中频载波信号,另一个输入脚5来自1820K的VCO经4分频后的已恢复载波信号CR。

注意到异或门的鉴相器,在两个输入为同相方波是,输出总为0,而两个输入反相(相位差180度)时,输出总为1。因此作为稳定的中值,应该当输入信号IFIN载波正好为455K时,调整VCO的LC槽路可调电感T701,使鉴相器输出半个周期的0,半个周期的1。此时异或门的鉴相器两个输入相位差为90度,鉴相器的输出经过滤波后输出电平约为中间值2.5V。


5. PLL环路滤波
主要由R741、C718、R732、R733、Q702,IC403A(双向传输门HC4066),以及IC702A(LF353 运放)及附属器件组成。

在进入AM Sync模式前,SYNCRO-EN为高,MOS管Q702导通,+5V经R732、R733分压成2.5V,2.5V经MOS管,向C718充电,直至C718充电到2.5V左右。C718上的这一初始电压用于刚刚切换到AM Sync模式时,给VCO提供一个初始的中间值控制电压,这有利于减少刚刚进入AM Sync模式时PLL的锁定时间。

由R741(470K)、C718(100u)组成的环路滤波器时间常数估算为:
T1≈0.7*R741*C718≈33秒
时间常数比较大,也就是PLL的“惰性”比较大。因此在短波选择性衰落时,遇到零点几秒甚至几秒失去有效载波,依靠长达半分钟的环路滤波时间常数,Vvco的电压飘移也有限,因此已恢复的载波频率飘移也就较小。只要待解调的那个边带信号强度还可以,仍然能输出一定可懂度的音频。


有关IC403A(HC4066双向MOS传输门,与CD4066相同)及R740的作用,一开始没看懂。后来感觉是在刚刚切换到AM Sync模式时,为了让PLL快速锁定输入载波,必须提供另一路时间常数较小的环路滤波。因为如果采用上述长达半分钟的滤波(R741+C718),用户切换到AM Sync时,PLL可能需几十秒才锁定,那将会是什么用户体验?

要实现另一路时间常数较小的环路滤波,原电路图在此处有点小问题。要么4066的13脚是单独控制的,要么在13脚前增加一个延时电路。原图纸中没找到能单独控制4066第13脚的控制信号,因此就擅自增加了R799与C799组成的延时电路。这样前面发的原理图第一页更新为下图:
HAM2000 Synchronous Detector Schematic Sheet1.png

在包络检波模式,ENVPROC为高,C799上充电接近5V,此时4066的1、2脚是相通的。选择AM Sync解调时,ENVPROC变为低(SYNC-EN同时也变为低),此时整个同步检波电路开始工作。因为CMOS的4066输入阻抗比较高,C799上的电荷需要经过R799释放。在C799上电压降到4066 第13脚门限电平之前(按照现在R799及C799的取值,大概在0.7秒左右),4066的1、2脚都是相通的,此时鉴相器输出通过R740,穿过4066,给C718充放电,其时间常数估算为:
T0≈0.7*R740*C718≈0.2秒

这样就能做到刚进入AM Sync解调模式时,快速锁定输入载波。而在收听过程中,尽量让恢复的载波频率保持稳定的目的。


6. PLL VCO压控电压DC放大
IC702A组成同相DC放大器,其输出电压Vvco近似为:
Vvco=10.756*Vi – 4.766*Vcc
其中Vi是同相端3脚的输入电压,Vcc是+5VSYNCSSB(略低于5V)。也即输出电压变化比输入电压变化放大10.756倍。

假设Vcc为5V,则在Vi从2.4V变化到2.6V区间,Vvco为:
Vi                Vvco
2.4V        1.98V
2.5V        3.06V
2.6V        4.14V


7. 1820K VCO
仅用于AM Sync模式。主要由三极管Q706(C9018),可调电感振荡线圈T701,变容二极管CR705、CR706,以及电容C730、C731、C732等组成,为串联调谐Colpitts振荡器。这里用了两个1SV101并联,因为单个1SV101在3V时容量30pF左右,偏小。


8. 1820K VCO/BFO 4分频及Q路载波90度移相
在AM Sync模式,来自频率综合单元的BFO信号为低电平,IC701D的输出为1820K的VCO振荡信号;在SSB模式,停止对VCO供电,IC701D输出的为来自频率综合单元的BFO时钟。

IC703A与IC703B组成4分频及Q路载波90度移相电路,用4分频的目的是为了方便实现90度移相。

在本部分电路的输出,CR领先CQ相位90度。

其实BFO的频率并不正好等于1820K。没有找到HAM2000这方面的资料,我们可以设想一下。

首先在455K中频上,频谱与原始射频信号相比,是倒置的,因为一本振比输入信号高55.845M,频谱被倒置。而二本振比一中频低455K,保留了一中频的上下频谱关系。这样最终455K中频频谱与原始接收射频信号相比是倒置的。

所以对USB,其原始被抑制掉的载波应该在455+1.5=456.5K,4倍频为1826K,这就是解调USB时的BFO频率。同理,解调LSB时,BFO频率为1814K。

对于CW信号,假设解调出的音频为500Hz,BFO频率可为1822K (USBLSB=0 USB模式) 或1818K(USBLSB=1 LSB模式)。


9. I路载波可控0/180度移相
由异或门IC701C实现。输入控制信号USBLSB为0时,IC701C输出不倒相,CI相位与CR相同;当USBLSB为1时,IC701C输出倒相,CI相位与CR相差180度。通过将I路载波移相180度,实际上是正好颠倒了CI与CQ哪个超前,哪个落后90度的关系。

因为CR领先CQ的相位90度,因此USBLSB为0时,CI领先CQ相位90度;USBLSB为1时,CI落后CQ相位90度。

实现I路载波可控0/180度移相的目的是简化后续音频处理电路。如果没有这里的0/180度移相电路,需要在正交音频移相网络后有I+Q及I-Q两个音频混合电路,来选择产生上下边带解调输出。而加了I路载波可控0/180度移相后,仅需I+Q音频混合电路。

从前面的分析可以看出,在HAM2000收音机里,一片74HC86内的四个2输入异或门,被用作四种用途,或为施密特触发器,或为二选一多路器,也能实现鉴相器,或者同相/反相缓冲器。可谓一物多用。


10. 乘法解调器,I/Q两路
由IC705、IC706两片NE612平衡混频器组成,这里NE612仅用其混频部分,作为乘法器用。NE612内部的振荡器被停振。

两路NE612的输入A接至经衰减的输入455K中频BIF2。已恢复载波CI/CQ先经过电阻分压,将近5Vpp的CI/CQ衰减到25mVpp左右,再到达NE612的6脚。


11. 音频低通滤波及前置放大,I/Q两路
两路NE612相乘解调出来的信号,先经过C712/C706隔离直流分量,R717/R710是直流分量泄放通路,以免引起音频失真。

再各自经过两级RC低通滤波器,滤除乘法器输出的高频频率分量。然后分别经过LF353运放IC3A/IC3B进行前置倒相放大,对音频的低频分量,放大倍数大约在6倍左右。该放大器将音频信号放大到适当的幅度,以减少后续QPSN内四个运放的非理想参数对信号的影响。

微调电阻R7用于调整I/Q两个通路增益(含乘法器、音频低通滤波、前置放大及QPSN)的一致性,以便在输出端AFOUT混合两路信号时,幅度相等,能正好抵消不需要的边带。


12. I/Q音频正交移相网路QPSN
I/Q两路的音频正交移相网络(QPSN网络)各自由IC1/IC2(LMC660 CMOS四运放),及配合的精密RC组成,4级音频全通网络(所谓全通网络,是指对待处理范围内不同频率的信号。电压增益均为1,但对不同频率信号实现的相移不同),实现相差近似90度的两路音频移相。音频移相实现的准确与否,直接关系到对单边干扰压制的程度。

本正交移相网络在接相同频率输入信号的情况下,到达输出端时,I路的相位落后Q路近似90度。

LTspice仿真表明,视不同的音频频率,该音频正交移相网络能对不需要的边带抑制20几dB到近60dB,其中最大的抑制比出现在5KHz左右,正好是短波相差5KHz邻频干扰的载频频差。这里抑制比定义为:AFOUT端选择的那个边带输出幅度与被抑制的另一个边带的输出幅度之比。见下图:
LTspice QPSN Suppress.gif

至于相差10K或15K左右的邻频干扰,455K中频滤波器已经有效地衰减掉大部分,本移相网络按上图看,仍有15到20dB的抑制量,再加上音频低通的衰减,因此更不是大问题。


13. I/Q两路音频混合输出
这个最简单,因为I/Q两路电路的对称性,用R16/R17两个电阻,把I/Q两路的音频输出接到一起,自然就实现了I+Q的AFOUT输出。


三、理论计算
最后结合本电路,简单看一下在理想情况下,同步检波的理论公式。
Equation P1.png

Equation P2.png
对于SSB模式,(2)式中只存在ωmu或ωml分量,简化了中间公式,但最终结果与(9)式及(11)式类似(SSB模式下无调制度系数m)。

对于CW模式,考虑到HAM2000在455K中频下其频谱是倒置的,若用USBLSB=0(USB模式)解调,输入BFO频率可以选1822K;若用USBLSB=1(LSB模式)解调,输入BFO频率可以选1818K。


四、设计要点
有关HAM2000这种AM同步检波电路的要点,简要总结下:

1、载波提取
尽可能从杂乱的中频信号中,提取出有效的载波分量。手段包括限幅放大、施密特触发器整形等。

2、鉴相、滤波、VCO
最基本的要求就是VCO频率保持稳定,并能跟踪输入载波的缓慢变化。在接收频率稳定,本机一本振及二本振频率也稳定的前提下,鉴相后的滤波时间常数可以较长。但在从包络检波刚刚切换到同步检波时,需要特别的电路,让锁相环快速锁定输入载波。

3、准确产生I/Q两路正交已恢复载波
VCO工作于4倍输入载波频率,I/Q两路正交载波由VCO 4分频产生。

4、I/Q两路载波之一的反相(180度移相)
由异或门实现。这部分反转了I/Q两路正交载波谁领先90度的关系,用于选择解调USB还是LSB。

5、两路乘法器
完成中频信号分别与I/Q两路载波的乘法解调。

6、音频正交移相网络QPSN
I/Q两路移相网络,在一定的频率范围内,一路的相移与另一路的相移相差尽可能为90度。这里说的一定频率范围,包括调制音频信号的范围,也包括可能的邻频干扰频率范围(当然与待接收信号频率差较大的频率,已被中频滤波器衰减掉大部分,在此无需考虑)。


最重要的几点:一是尽可能提取有效的载波;二是产生I/Q两路正交的已恢复载波,到达乘法器时,相位相差90度;三是正交音频移相网络,在几百Hz到十几KHz范围内,两路移相网络的相位差尽量为90度。除了相位的要求外,I/Q两路的幅值要一致,包括已恢复载波的幅度,乘法器的增益,音频低通滤波器及前置放大器的增益,QPSN网络的增益等等。因此对器件的筛选配对,及生产装配时的调试,提出了一定要求。

另外要强调的一点是,这种I/Q两路恢复正交载波,两路乘法器,QPSN的AM同步检波电路,到达乘法器的中频载波与已恢复载波之间的相位差可以是任意值,只要在一次调谐过程中,保持基本恒定即可,无需中频载波与已恢复载波之间同相位。


五、可能的改进之处
1、载波提取
因为AM信号上下边带的对称性,如果在载波提取电路里对输入信号先进行平方运算,载波的平方是二倍载波频率。而上下边带交叉相乘的部分,三角函数积化和差后,也有二倍载波频率分量。这样在遇到选择性短波衰落时,能有更多的机会恢复载波。这种技术叫平方环法,一般用于DSB-SC (调幅双边带-抑制载波)调制方式解调时,恢复载波的方式。

另外同步检波电路的一个实际问题是,当有邻频强台,而中频滤波器选择性无法有效压制时,有PLL自动锁定到邻频强台的现象。我们可以在载波提取电路里,加一个窄带滤波器,比如带宽为2.4K到3K左右的,平常用于SSB接收的晶体或陶瓷滤波器,以提高对邻频载波的衰减。


2、IC701C的延迟问题
到达乘法器的I/Q两路已恢复载波,需要是正交的,也就是理论上应该相位正好相差90度。在HAM2000电路中,因为I路已恢复载波路径中IC701C的存在,造成了一定误差。下面简单估算下其对边带抑制的影响。

在TI公司的74HC86手册里,典型传输延迟在12ns左右。455KHz载波一个周期为2197.8ns,因此12ns换算成相位差为:12/2197.8*360≈1.9656度,记为δ。
Equation P3.png

对于USBLSB=1时的情况,抑制比是一样的。

也就是说,因为受限于IC701C引起的的延迟,即使乘法器及QPSN都是理想的,边带抑制比也只能达到35.3dB。这样前面用LTspice仿真QPSN网络,得出的几KHz处高达40-60dB的抑制比,只是空中楼阁。

当然这只是理论分析,对于实际收听而言,35.3dB的抑制比,相当于不需要的边带在扬声器中发出的音频功率,比需要边带的功率衰减3000多倍。即使邻频干扰台功率比待接收台大一个数量级,对收听的影响也不大。在设计电路时,为完美起见,若有富裕的门电路,让Q路载波也通过同样延迟的门电路,这样I/Q两路载波间仍为严格的正交关系。但在HAM2000中,74HC86芯片的四个异或门均已有其用途。


遗留问题:
R734(100欧)及C717(原图未标数值)有何作用?是否有存在的必要?还是这两个元件其实就是后来添加的R799/C799?只不过在原来的图上连接关系画错了?并且数值也标注错了?


有关DIY:
HAM2000收音机的同步检波电路虽然有些复杂,但用的均为比较常见的器件,因此是可以DIY仿造的。了解了其工作原理后,即使没有官方的维修手册等,在调试时也能对关键点的电压、频率、波形等大致心中有数。

全文完。


评分

6

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 楼主| 发表于 2012-7-11 20:25:40 | 显示全部楼层
本帖最后由 ace919 于 2012-7-13 19:15 编辑

上传有关资料。包括:
Protel 99se格式的原理图、框图
LTspice对QPSN的仿真工程
图片格式的原理图、框图
一个Word文档,内容与1楼基本一致
图片格式的公式部分

HAM2000 Synchronous Detector.part1.rar (312.5 KB, 下载次数: 1570)
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发表于 2012-7-11 21:17:06 | 显示全部楼层
超强技术贴!要顶。
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发表于 2012-7-11 22:12:01 | 显示全部楼层
好贴,学习了。忍不住用了标准语。
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发表于 2012-7-12 22:50:19 | 显示全部楼层
很深奥!技术贴
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发表于 2012-7-13 06:36:43 | 显示全部楼层
好贴,但大部分都没有看懂。尤其是信号的相位又是超前又是滞后的,一头雾水。
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发表于 2012-7-13 13:58:27 | 显示全部楼层
本坛好久没见过这么有深度帖子,帮你转发到广播论坛?
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发表于 2012-7-13 14:25:20 | 显示全部楼层
高手啊,敬佩,我从来没有研究过这么复杂的检波电路。。。而且计算得如此精确,我想,如果使用软件无线电实现,会不会更完美?
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 楼主| 发表于 2012-7-13 19:19:13 | 显示全部楼层
nichicon 发表于 2012-7-13 13:58
本坛好久没见过这么有深度帖子,帮你转发到广播论坛?

好的,你发吧。其实发图片多的帖子是个辛苦活,谢了!
2楼已上传发贴用的图片等
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 楼主| 发表于 2012-7-13 19:24:10 | 显示全部楼层
求知无足 发表于 2012-7-13 06:36
好贴,但大部分都没有看懂。尤其是信号的相位又是超前又是滞后的,一头雾水。

确实相位不如幅度频率等直观,用公式算一下会好一些,原来一直认为到达乘法器的中频载波及已恢复载波必须同相,计算后才知道这方面没要求
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 楼主| 发表于 2012-7-13 19:29:01 | 显示全部楼层
liufx 发表于 2012-7-13 14:25
高手啊,敬佩,我从来没有研究过这么复杂的检波电路。。。而且计算得如此精确,我想,如果使用软件无线电实 ...

软件无线电应该做这个比较擅长,尤其是乘法器,一个算符而已。
不过不知道载波恢复怎么计算好,难道要模拟PLL的特性?
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发表于 2012-7-15 17:33:02 | 显示全部楼层
不知道啊,没有实物,有很多算法的。数字域怎么处理,信号都不会衰减,这是好事。
不过要是收音机都那么复杂,成本太高了,现在看电视的人都少了,何况听收音机,再过几年,收音机厂家估计就剩两德了。
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发表于 2012-7-15 17:56:40 | 显示全部楼层
好东西,已下载。向楼主敬礼!
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发表于 2012-7-15 18:17:42 | 显示全部楼层
条理清晰,分析得很清楚。+8分,以资鼓励。
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 楼主| 发表于 2012-7-16 06:41:45 | 显示全部楼层
ka2209 发表于 2012-7-15 18:17
条理清晰,分析得很清楚。+8分,以资鼓励。

谢谢加分了!
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