矿石收音机论坛

 找回密码
 加入会员

QQ登录

只需一步,快速开始

搜索
查看: 69208|回复: 106

【参赛】适合业余爱好者制作的LCR表设计与制作

   关闭 [复制链接]
     
发表于 2011-11-25 20:25:13 | 显示全部楼层 |阅读模式
本帖最后由 xjw01 于 2011-11-25 21:38 编辑

一、概述:
    玩矿石收音机,大部分元件需要DIY,所以需要知道元件的参数。因为DIY的元件没有标称技术参数。比如,需要知道谐振器件、检波器件、天线、耳机、变压器等器件的电抗特性。其中,高频参数可以使用Q表解决问题,而低频参数Q表难以测定。为了解决这个问题,笔者认为LCR数字电桥能够胜任。
•设计目标:
    1、能够准确测量电抗器的L、C、R,精度优于0.5%
    2、取材容易,电路简洁,易于制作,成本应适当控制。使之具有更强的业余DIY价值及研究价值,并通过设计、DIY学习到LCR电桥的相关细节、原理。
•本LCR表的基本特性
    AD转换器的字数:约1000字,采用了过采样技术,有效分辨力约为2000字
    测量方法:准桥式测定,测量原理类似于比例法测电阻。
    主要测量范围:1欧至0.5兆欧,精度0.5%(理论),阻抗实测比对,均未超过0.3%
    有效测量范围:2毫欧至10兆欧,最小分辨力1毫欧
    串联残余误差:2毫欧,低阻测量时此误差不可忽略
    并联残余误差:50M欧,高阻测量时此误差不可忽略
    Q值误差:±0.003(Q<0.5),Q/300(Q>2,相对误差,简易算法),其它按0.5%左右估算
    D值误差:±0.003(D<0.5),D/300(D>2,相对误差,简易算法),其它按0.5%左右估算
    注意:Q = 1/D
    测试信号幅度:峰值200mV(100Hz),180mV(1kHz),140mV(7.8kHz)
    电感:0.02uH分辨力,测量范围0.1uH至500H,超出500H未测试(因为我没有更大的电感器)。
    电容:分辨力与夹具有关。夹具好的话,分辨0.1pF或0.05pF,不屏蔽只能分辨到0.2pF,甚至只有1pF。上限测量,没有测试,只测过10000uF电容,手上没有更大的电容。
    实测误差,比上述精度指标好许多。
    本表基准源:分别为4个基准电阻,一个时间基准。电阻基准就是电桥的4个下臂电阻,要求精度达到0.1%,对1%精度的金属膜电阻筛选即可。时间基准用32MHz石英晶振得到,精度可以满足电桥要求的。如果电阻达不到要求,可以使用软件校准。
    频率精度:实际频率为99.18Hz、999.45Hz、7812.5Hz,简写为(100Hz、1kHz、7.8kHz)。由于DDS的频率分辨力有限,所以不采用整数频率。频率精度约为0.02%(由石英晶振决定)。
&#8226;特点:
    将正弦信号发生器、AD转换器、0度方波、90度方波全部利用单片机完成,电路大大简化,而性能可以满足一般要求。这使得仿制者更容易,更适合作为DIY仪表。

myLCR.PNG

程序.rar (277.12 KB, 下载次数: 3478)

评分

13

查看全部评分

     
 楼主| 发表于 2011-11-25 20:44:14 | 显示全部楼层
不同频率下电感器实测
100.jpg
1k.jpg
7.8k.jpg
回复 支持 0 反对 1

使用道具 举报

     
发表于 2012-1-16 11:57:38 | 显示全部楼层
不可能,我前面已经说了,得分肯定不如无源收音机。
dongchana 发表于 2012-1-16 08:12


这就看砖家们的水平了
停留在矿石机,意味停留在过去,俺可是真正玩矿石机的一代,光怀旧是不行的。

评分

1

查看全部评分

回复 支持 1 反对 0

使用道具 举报

     
 楼主| 发表于 2011-11-25 20:28:41 | 显示全部楼层
本帖最后由 xjw01 于 2011-11-25 20:31 编辑

二、LCR电桥的原理
&#8226;LCR电桥原理
1.PNG
  测定电抗元件Zx中电压U1与电流I,利用欧姆定律就可以得到
  当Zx串联了已知电阻R,那么测定了R上压降U2,就可得到
  可见,无需测量I的具体值就可以得到Zx,这是电桥的一般特征。
  为了得到Zx在x轴与y轴上的两个分量,以上计算须采用复数计算。
  设U1 = a+jb,U2=c+jd
  那么
  U1与U2要采用同一个坐标系来测量。借助相敏检波器,可以分离出a、b、c、d,相敏检波过程,需要一个稳定的0度与90度的正交坐标轴,测量期间,U1、U2向量也必须在这个坐标系中保持稳定,不能乱转。为了得到足够的精度,控制好放大器的增益,使得a、b、c、d的有效数字足够大,Zx的测量精度就高。然而,Zx分母两个正交量ac+bd和bc-ad,其中一个可能相对于另一个小得多,这就要求AD转换器的精度及分辨力要足够大,否则小的那一个难以分辨出来。
电路中的杂散耦合总是存在的。没有严格的屏蔽,杂散耦合多少存在一点,对高阻测量有影响。当然,电路板内部信号传递过程中也存在一些杂散耦合,这种耦合干扰表现为高、低阻测量总有存在理论预期之外的误差,适当的电路结构,可以增加抗干能力,必要时,还要在PCB板设计上多下点功夫。PCB板不一定胜用过洞洞板,洞洞板上容易对不合理的布线进行改正,而PCB打样后就定型了。
&#8226;V/I变换器的作用
  为了更加准确的测量U1与U2,须满足一些测试条件。即流经被测电抗Zx的电流,必须严格等于流经电阻R的电流。
  设Zx与R串联后,Zx另一端接信号源,R另一端接地。接信号源的那一端称为热端,接地的称为冷端,串联的连接点称为温端。现在有个麻烦的问题:当毫伏表接入Zx或R两端,会产生分流,引起Zx与R上的电流不会严格相同。再者,温端对地分布电容以及温端对热端的分布电容,也会造成Zx与R上的电流不相等。总体上说,会有一小部分电流从其它途径耦合到温端,结果Zx与R上的电流不相等。
当电路采用运放做“V/I变换器”,那么温端就变成了虚地。接在虑地上的对地负载电抗,不会产生分流,进而解决了毫伏表的分流影响。温端的对地分布电容,也可以看作对地负载。由于虚地对地电压为0,所以温端的对地分布电容不会分流Zx与R上的电流。
  加入了V/I变换器,并不能解决温端与热端的分布电容耦合。切底解决这个问题的最好办法,就是对信号进行屏蔽。严格屏蔽,要用金属壳密封,广义屏蔽,就是信号源要远离Zx。
  采用了V/I变换器,上臂热端、下臂热端,它们对地负载不会影响Zx、R上的电流。
如果不采用V/I变换器,电桥中点对地是浮动的,若想把U1、U2转换为对地电压,就须采用差动放大,而且要求差动三运方的共模抑制能力非常高,这不容易。采用了这种V/I变换器,对差动放大的共模抑制要求低一些。
  有的LCR表设计,两臂电压测量直接采用开关切换,没有缓冲,这时上臂的限流电阻不可取值太大,以免切换过程中信号源电压变化,造成桥臂中的电流发生改变。当然,这种影响,也可以在软件中进行补偿。


&#8226;开关式鉴相器
2.PNG
本电路的检波效率是:K=(2/π)*2R/(4R+r)=(2/3.14)*2*51/(4*51+20)=0.29
回复 支持 反对

使用道具 举报

     
 楼主| 发表于 2011-11-25 20:34:06 | 显示全部楼层
三、焊接与元件选配及调试
    焊接是基本功,LCR表元件多,焊接技术不过关,DIY本电路不易成功。这里讲到的焊接问题,包括元件引脚顺序、极性的识别,焊接技巧,飞线方法,检查连线正误的技巧,焊接质量、温度控制等等。这些问题不是一两天就能学会的,需要一定的时间积累。因此,从来没有电子DIY的朋友,请不要制作本电路,建议从基础的开始。
    双面PCB板孔洞疏通:电阻位置焊错了,得取出重新焊接。取出后,焊盘被堵,可能造成其它元件(如集成电路)安装不了,这时得疏通焊孔。可以使用“现场”工具来解决:平时剪下来的电阻引线不要扔,在烙铁加热下,把电阻引线穿进洞中。控制好温度,同时让电阻线只往一个方向运动,直到引线取出,这时孔内的焊锡就会被带出来。也可以试试牙签等工具。
    焊接鳄鱼夹:把它夹在一个镊子上焊接。焊接这类元件是,一般要对两个待连接端子事先分别上锡。
    双面板拆集成:1、引脚集体加热,同时拆。2、烙铁功率小,集体加热不灵。把引脚全部剪断,一脚一脚拆,这是万能的,不伤害PCB板的。
集成电路一般不会焊错,电阻容易焊错。
    LCR1.0 PCB板上有一个错误。从PCB板的背面看(没有文字标注的那一面),7805的输入端,引出了两条线,一条接到整流二极管,另一条接到地线去了(长度约0.5cm),显然发生了错误。请把这条0.5cm的线割断,改接到7805的第二脚。
    首先安装调的元件是电源部分,而不是其它元件。电源不正常,如输出电压过高,很容易把单片机烧掉,到时就麻烦了。在双面板上取下集成电路,不是很容易。所以,电源调试正常了,再安装其它元件。变压器请使用小功率的,那么调试过程中,万一短路什么的,通常不烧器件的。
    电路的元件参数有改动,请按新版PCB的标注安装。
    机械开关,按下时启动20欧档输助功能,请注意安装方向。输助开关仅在20欧档才能打开,其它档必须关闭。输助开关是用来扩展20欧档量程下限的。
    OP07输出接了一个2k电阻。由于新版电路还利用10欧电阻加了偏置电压,而PCB板是上星期制作的,没有偏置。建议这样解决问题:2k电阻与10欧电阻串联后,变成一个直插元件,插入原来的2k电阻孔,要注意方向,串联体的2k电阻引脚接电源端,10欧电阻接1N4148端。再取100k电阻,从串联体电阻的中间连接头直接飞到104电容,与104电容连接的那个电阻孔可以利用,在PCB板正面飞过去。注意,这个100k电阻两引脚的对地阻抗是不同的,接104电容的那一脚对地是高阻抗的,所以引线要短一点,另一头是低阻抗的,长还是短无所谓。原PCB板上相应的100k电阻也标错了,在7905右边,被标注为1k欧。通过飞线安装100k电阻,PCB板上当然就不要再装这个100k电阻了。
    装完后,应检查TL082信号输出是否与设计值相同,偏小10%是可以的。偏大10%则不可以。我试装两台,另一位坛友也试装一台,均一次性达到设计值,无需讨整。
    电路中的电源滤波小电容,采用瓷片电容或独石电容。
    接P1.0口的那两个104电容,采用体积小的涤纶电容或独电容,用大体积的涤纶电容不一定能装得下。最好,测定一下它的漏电情况,测量方法是:电容一脚接到5V源,另一脚接数字万用表电压档正极,万用表负极接地,数字万用表最终显示的数值小于1mV,说明它的漏电很小。几个mV漏电不要紧。
    其它的最好多使用涤纶电容。
    除电解电容外,LCR表上的阻容元件的参数,几乎都不能做改动,所有的电阻的阻值关系,不单单是“调试”出来的,它经过了理论的计算与调试验证得到的,如果因为手上没有合适的阻值的元件,而改动参数,多半会影响电桥的精度或可靠性。
    一定要看明PCB板上各元件对应电路图中的哪个元件,才能明白哪些电阻要求精确。
    全部安装完成后,请进入菜单7,先把设计参数为:M0=-2.0,M1=0,M2=0,M3=0,其中,M0是AD零点改正值,M1、M2、M3是相位校准参数,具体详见下文。
电阻精度要求:
    1、除单片机部分,其它与交流信号有关的,须全部使用1%金属膜电阻,或精度更高的电阻。
    2、4个下臂电阻,须筛选到0.1%精度以上。
    3、10倍增益切换运放的反馈电阻,2k和18k两电阻,须是9.000倍关系,即不要求电阻精确,要求比值精确,筛选到0.05%精度是比较容易的。
    4、3倍增益切换运放的反馈电阻,1k和2k两电阻,须是2.000倍关系,即不要求电阻精确,要求比值精确,筛选到0.05%精度是比较容易的。
    5、5倍增益运放的电阻,共有8个,四个2k和四个10k电阻
    上臂的2k电阻(负输入)与下臂2k电阻(负输入),应严格相同,匹配到0.05%至0.1%
    上臂的10k电阻(负反馈)与下臂10k电阻(负反馈),应严格相同,匹配到0.05%到0.1%
    上臂的2k电阻(正输入)与下臂2k电阻(正输入),1%精度,此电阻精度影响共模抑制,对高频大电流很重要
    上臂的10k电阻(正接地)与下臂10k电阻(正接地),1%精度,此电阻精度影响共模抑制,对高频大电流很重要
    由于4个下臂电阻,筛选到0.1%精度难度大。所以软件中提供了下臂电阻软件校准功能。电阻误差小于0.5%,就可以被有效的校正,超过0.5%则无法校准。
&#8226;制作要点:
    关键电阻的精度要高一些。详见上所“电阻精度要求”
    电源变压器使用8V*2或9V*2,其中7905与7805无需加散热器。接变压器的排针与接下载线的排针最好区别开,如果不区分,万一把9V电源插到下载线排针,单片机或电路有可能烧毁,当然通常是不会烧的。
    接线完成后,检查的关键是:每个IC电源和地线有没有接错。若电源没接错,IC通常不会烧。
    飞线多,不小心就会错,所以9V变压器使用小容量的,万一接错或碰电,由于变压器功率不足,反而会保护电路。
    单片机的电压不可过高,如果高于5.5V,有危险。比如,不小心加入12V电压,单片机必烧。所以各个IC的供电是关键。
    如果夹具采用两线法,测试线和线夹总长度应小于10cm,线径采用0.75平方毫米。
    TL082负载能力测试:在信号输出运放的输出端,对地接51欧电阻,三个频率档位下输出的波形不得有失真,直接用示波器观察即可。测试完成后,拆除51欧电阻。没有示波器,此项工作可省略。
    制作时,应注意TL082信号输出的幅值,是否在设计规定的范围内。用频响较好的万用表测量即可。
四、设计思路
    设计此表,前后花费了一个多月的业余时间,更改了多个版本,总体比较满意。
    本表主参数精度良好,副参数精度较差。这是表头AD灵敏度不够造成的。因此,如果想测量Q值,当Q值大于100时精度非常低。
    本表从一开始就没有在副数上多下功夫,始终坚持采用单片机自带的10bit AD转换器,以便大幅度简化电路结构。
    网上流行的俄版电路,其核心部分本表均未采用。
    俄版电路采用ICL7135作为AD转换器,精度比STC单片机自带的AD性能好很多。然而,经过多次计算分析,结论是用自带AD也可以得到优于1%的主参数精度,所以最后放弃ICL7135。设计后期,对电路优化设计,很大程度上泥补了STC单片机AD的不足。,
    ICL7135的最终精度与芯片质量及积分电路有关,因此要使ICL7135精度达到4位半表头,也不是很容易。7135的几个电容就足已占去半块PCB板。仿制者通常用低压的小电容代替,这种情况,AD转换器本身的精度一般是低于0.05%的,最后得到的LCR表也会低于0.1%精度。当我们对LCR表的精度要求特别高时,对电阻的精度要求也高,精密电阻不好找。综合这些因素,最后选STC自带AD,代价是损失少量主参数精度,同时损失较多副参数精度。
    信号源是LCR表的一个核心部件,俄版的正弦信号发生器及0°、90°方波发生器,其综合性能并不会优于本电路,相反,本电路显得非常简单,仅使用了一组RC滤波器及DDS程序就完成了这两种信号的生成。
相对许多其它形式的LC测量电路,相敏检波器是LCR表特有的。本电路采用开关式相敏检波器,性能良好。实测了几个数据,比我预想的要好。比如,小信号用0度轴检波,OP07输出得到293.5mV,用180轴得到-293.0,这当中包含用OP07的输出失调、万用表正反向测量误差0.1mV。OP07输出失调的主要原因是输出端用3个1N4148二极管升压。但从最终数据看,两次测量理论值应是互为相反数,实测仅误差0.5mV(0.2%),大信号时,误差还更小,本表采用满度4500mV表头输出。
    本LCR电桥的相敏检波器依靠单个模拟开关实现,可以抑制偶次谐波,但没有奇次谐波抑制能力。开关导通时间是半个基波周期,偶次谐波在半周期内共有整倍数谐波周期,谐波的直流平均值是零。奇次谐波,在半个基波周期内有N倍又1/2个谐波周期,多余的1/2周期的直流平均值不是零。DDS输出的奇次谐波是很小的。对于1kHz和100Hz,理论3次谐波幅值约为DAC分辨率的1/2,相当于-50dB左右。对于7.8kHz,采用DDS时钟的2^n分之一倍,相噪小。由于7.8kHz频率与时钟较接近,PWM型DAC的噪声大,谐波失真较大,所以电路中对DDS输出做了6级针对PWM的RC滤波,最后也使得谐波基本消失(在示波器中,在第5级滤波时,就已经无法发现谐波失真)。
    由于来自单片机谐波干扰,有可能造成相敏检波质量下降,电路中的带通滤波器,正好对高次谐波有较强的抑制能力。对于7.8kHz,如果没有这个滤波器,测量小信号时,噪声非常大,很容易造成末级过载。这组7.8kHz的滤波器阻抗不能太高,否则很容易耦合其它信号其它,而影响精度。如果使用16k+1nF,阻抗过高,对于7.8kHz频率时,耦合到的杂散信号足以使精度下降0.3%
控制相敏检波器开关的方波信号,本身也是一种干扰信号,但对于这个低频电桥,它的影响可以忽略。从最终的正交分离能力测试来看,相敏检波器的性能优良,虽然只用了一个电子开关。
回复 支持 反对

使用道具 举报

     
 楼主| 发表于 2011-11-25 20:34:49 | 显示全部楼层
&#8226;设计要点:
本LCR表的各级放大器,大多工作在大信号状态,所以要精心设计好放大器,否则容易造成运放过载。
之所以选择大信号,主要还是为了提高抗干扰能力,使得LCR表更容易调试。可以在无屏蔽盒的情况下正常调试。
矿机元件一般都很大个,比如大环天线,直径常常到到1米,用线数十米,天线上的信号也很强。为了更可靠测量,还在电路中加入了带通滤波器。
交流放大器由多级放大器构成,设计时,不论增益开关处于那个状态,应保证第n级运输出信号大于等于第n-1级放大器的输出信号。道理是:当不满足上述条件时,前级可能过载失真,而程序全然不知。在音响系统中,前级调音台过载,可以被电平指示灯显示,也可以被耳朵听出来,这时,我们就可以调大后级功放音量,调小前级调音台的增益,这样就不会失真了。但是,单片机程序没有金耳朵,所以中间级电路本身不得过载,以免造成单片机误判。各运放的最大输出能力相同,所以最好的办法就是后级输出幅度大于等于前级输出,那么过载现象必然引起后级输出过大,进而毫伏表超量程,程序立刻知道电路过载了。
1、表头满度值
表头满度是5.0V,由于OP07运态范围限制及纹波等因素影响,表头满度设计为4.6V,对应950字。
2、相敏检波器增益
检波波器理论灵敏度为2/3.1416*(2*51)/(20+4*51)=0.29倍
3、末级直流放大量设计
末级直流放大量过多,不利于提高信噪比,放大量太少,会造成前级过载。
第三级(U2D运放)信号为A,它的最大不失真的幅度为A0,约为3.5V,取保守值为3.0V,表头满度设计为Vo=4.6V,OP07和相敏检波器的直流总增益是K
当正弦信号达到最大不失幅度A0时,须使表头必须满度,以方便判断是否过载,并充分利用表头分辨率。所以K的合理设计值是A0*K>Vo,算得K>Vo/A0=4.6/3=1.5。类似的,在音频功放中,要使功放得到充分的功率输出,功放的增益K要足够大,使得前级满幅时,功放可以超过最大输出Vo。
实际上,“K=Vo/A0”中的Vo指正弦峰值上限。在正交检波输出后,是Vx和Vy两个量,并不直接输了峰值的Vo,要取模计算才得到Vo。即输入信号的模值达到Vo时被认定为表头满度。
为了进一步利用表头分辨力,可以采用Vx或Vy判定表头溢出。但最糟的一种情况是,当被测向量是45度时,最大模值变为1.414V0,所须前级信号也增加了1.414倍才能满度。为了防止前级运放过载(U2D运放超过A0),K值也必须增加1.414倍,因此采用正交量判别表头溢出时,K值须大于1.414*1.5=2.2倍。因此,对于0度或90度信号,A>V0/K,表头溢出;45度信号,A>1.414*V0/K,表头益出。
本电路OP07直流增益是11倍,K=11*0.29=3.2。许可0度或90度信号的A最大值为A=V0/K=4.6/3.2=1.44V。其中,K设计为3.2,比理论下降要求2.2大了40%,这样就留下了足够的余量,前级运放的动态能力余量更大,调试更容易。
4、第三级(U2D运放)放大量设计
本级加了带通滤波器,衰减系数是1/3,7.8k档衰减系数是1/2.6。计算时按1/3计,7.8k档结合信号源另外调整。
7.8k档设计为1/2.6衰减系数,是为与信号源幅值配合。
为了使得本级放大倍数大于1,所以运放至少要补偿带通滤波器的衰减。
本级是可控增益的,最小放大倍数设计为1/3*(13/3) = 1.44倍
通过开关切换,两档增益是3倍关系。
5、第二级(U2C运放)放大量设计
本级也是可控增益,最小放大为1倍(无电压放大功能)
通过开关切换,两档增益是10倍关系。
6、第一级(U2A和U2B运放)设计
直接采用俄版电路设计。电路增益是5倍。
7、DDS输出信号许可最大值
上面已算得,相敏检波许可最大电压输入值是1.44V
前两级最小增益是1.44*5=7.2倍
因此信号源程序最大幅度限制为1.44V/7.2=200mV
由于信号源与坐标轴之间不一定正好是0或90度,所以200mV通常不会溢出。
100Hz移相小,容易溢出。为此,第三级输出电容采用0.22uF,对100Hz有小量衰减,所以100Hz的DDS输出采用200mV不会溢出。
最后信号源输出设计为:
100Hz,有效值140mV,峰峰值200mV
1kHz,有效值130mV,峰峰值180mV
7.813kHz,有交值0.10V,峰峰值140mV
调试电路时,测定一下信号源运放输出端的信号强度,须比小于等于以上电压设计值。如果比以上值高了10%,本LCR表不能可靠工作。
8、V/I变换器与差动输入的关系
当频率高时,V/I变换器运放的内部增益下降,运放负输入端对地电压不是零,当电流较大时,“虚地”电压也可高达数毫伏。此时,如果不采用差动法检测量桥臂上的电压,误差会很大。为了对付这个问题,差动三运放须有较强的共模抑制能力,两臂上的2k与10k电阻要尽量严格对称。
对于上臂电压,为了消除导线电抗影响,也是需要差动放大的。
有些精简版的LCR电桥,不采用差动三运放,而改用一个运放,这种情况下,电桥精度略有下降,而且只能用于较低频率的大Zx小电流(如1kHz以)条件下测定Zx
9、AD问题
单片机自带的AD只有10bit,用10倍步进,会影响精度。
为了改善这个问题,放大器可控增益的调节以3倍左右的倍率关系步进。
其次,借助AD的高速能力及信号噪声,进行10倍过采样,AD的分辨力提高约1bit。
STC自带的AD,不能测量小于3字的信号。所以,电路中给输出直流信号加了偏置电压。这个偏置电压是利用OP07输出端的2k电阻与10欧电阻分压实现的。
10、V/I变换器与信号源的关系。
V/I变换器也存在过载问题,也要消除它,虽然人工切换量程时可以判断它是否过载,但对于没有经验的使用者来说,并不容易,因为,用眼睛看失真,不如耳朵听失真来得容易。
V/I变换器过载的原因有二,首先,那个运放的反馈回路接了500欧左右内阻的电子开关,它相当于输出衰减器;其次,TL082内部串接了200至300欧电阻,也是一个限流衰减。这样一来,100欧档为了得到0.472V,TL082内部电压将是0.472*(500+300+100)/100 = 4.25V,此时,内部过载。
为了解决过载问题,采用以下方法:考虑到信号源TL082也有过载问题,所以上臂限流电路与下臂电阻电路设计成对称的电路,那么只要信号源不过载,V/I变换器也不过载。
此外,V/I变换器的20欧档,采用了机械输助开关,那么相同电流下,更不容易过载的。
11、信号源
前述,V/I与限流器采用对称结构时,Zx短路,V/I变换器输出端的电压与信号源输出端是一样的。信号源不过载,V/转换器也不过载。
信号源采用DDS,频率精度高。可以输出任意频率。本表采用100Hz、1kHz、7.813Hz
不使用10kHz的原因是:DDS的钟频采用62.5k,输出频率10kHz时,频率已经比较接过钟频了,相位噪声大。为了消除相噪,采用钟频的2^n分之一的频率,这里使用1/8钟频。
信号输出加出了简单的RC滤波器,对于1kHz以下的频率输出,此滤波器相当于6阶滤波器,可以得到良好波形。对于7.813kHz,到了第5阶输出,在示波器中观察已基本看不到失真,到了第6级输出,已经是无法直接观察到失真。
由于不是理想的高阶滤波器,Q值低,所以对7.813kHz的衰减很严重,为了保持100Hz、1kHz、7.813kHz三档输出幅度相对一致,利用单片机控制电子开关对1kHz和100Hz降幅。

五、菜单使用要点:
键名与菜单:
1键—X,2键—R,3键—L,4键—C,5键—Q,6键—F,7键—Rng,8键—Menu
使用8键加1键切换到菜单1
使用8键加2键切换到菜单2
使用8键加3键切换到菜单3
使用8键加4键切换到菜单4
使用8键加5键切换到菜单5
使用8键加6键切换到菜单6
使用8键加7键切换到菜单7
按下8键时,显示当前菜单号,如果再按下1至7键,跳到相应菜单。如果此时按下8键,返回原来菜单。
菜单1(Menu+X键):
这是开机启动默认菜单
1键(X):显示电抗X
2键(R):显示电阻R
3键(L):显示电感L或C,容量C的单位上加了一个小数点,L没有小数点
4键(C):串联与并联切换,临时显示消息“P”表并联,“S”表示串联。在并联方式下,每隔数秒钟,会显增出4个小数点。
5键(Q):显示Q值
6键(F):频率切换,100Hz时,指示灯亮起,1kHz时不亮
7键(Rng):量程切换,4个指示灯轮跳
显示单位表示:
10的-12次方,显示为“P”
10的-9次方,显示为“n”
10的-6次方,显示为“u”
10的-3次方,显示为“大n”
10的0次方,显示为“小O”
10的3次方,显示为“三横”
10的6次方,显示为“d”
10的9次方,显示为“G”
在LCD1602版中,用X键切换“串联与并联”模式。其它参数是一次性显示的。第二行的第一个字母,如果为A表示100Hz,B表示1kHz,C表示7.8kHz。第二行的第二个,为1表示20欧档,2表示1k欧档,3表示10k欧档,4表示100k欧档
单位如果含有小数点,说明是容性电抗。
矿机高阻抗变压器,在1kHz时,有的会表现为容抗,而不是感抗。
接入Zx后,先设置好频率,然后选择合适的档位。使得被测Zx的阻抗应与下臂电阻匹配,以取得高精度。设下臂电阻是A,那么Zx在A/30<Zx<30A范围内可得到准确的结果。如果事先不知道Zx的估值,可以选择1k档或10k档测量,得到被测Zx的R与X。当Zx是电感或电容时,其R小X大,因此根据X的测值重新选择档位。当Zx是电阻,则R大X小,下臂应与R匹配,根据R选择档位。
记住一个电抗值,1pF在1MHz下的阻抗是160k欧,1nF在1kHz下电抗是160k。
残余电抗。本表存在残余电抗。为此,测量pF级电容,先不接被测电容,测量出本底电容,我的LCR表本底是3.5pF,然后接上电容测量,若测得23.3pF,那么实际电容就是23.3-3.5=19.8pF,此法与Q表测得的电容比对,1字不差。
测小电阻时,切换到20欧档,按下机械开关,可以增加灵敏度数倍。测量后,弹出开关,以免影响其它档。建议更换为继电器,这样操作更方便。
扩屏显示小数位:按下当前显示值对应的键,就会显示为四位模式,但“单位”不显示了。再按一下1至5任意键,退出四位模式。本LCR表达不到4位的精度,所以通常无需采用4位显示。有时显示1.xx的数值,觉得精度不够,可以按此法扩展一下位数。
显示四个小数点,表示溢出。
显示“Err”,表下臂或上臂出来零值。在LCD1602版中,会显示DIV 0。
本表不设置调零功能。必要时用户需要自行减去零值。
测量时,先检查Zx一下X或R的值是否在量程范围之内,如果超主量程,应切换档位。

菜单2(Menu+C键):
显示上下桥臂测量所采用的运放增益档位,用于校准可控增益运放的相位误差。
上臂增益显示在前,下臂增益显示在后。LCD1602版,显示为“up:* dw:*”,其中up表示上臂,dw表示下臂。

  菜单3(Menu+L键):
这是调试菜单
1键:增益切换键,切换时,显示屏临时跳出增益档信信号数秒钟,
3键:K3切换键,切换时,显示屏临时跳出增益档信信号数秒钟
4键:相位旋转键,切换时,显示屏暂时跳出置位信号数秒钟,相位旋转的顺序是0度、180度、90度、270度
本菜单下,屏显内容是AD的读值。
在此菜单下,可以检测检波非线性。方法是:Zx接上一个10k电阻,切换到菜单3,用1键把增益置为0位,利用3键和4键,找一个读值为30以下的。接下来,1键更改增益,并记录读值。例如,得到32,92,302,902,理论增益关系是1、3、10、30,所以,以上显示值说明检波器线性度良好,但存在0点误差2字。以上数据统一减2字就正确了。在菜单7中零点误差改正值。

菜单7(Menu+Rng键):
这是校准菜单,用Q键切换M0——M9。
首次下载时,这M0——M9的值是为-1,若以后有新版程序更新下载,一般不改变M0至M9,是否改变参数值,与程序设计相关。
如果连续按5次C键(清除键),参数恢复为默认值,然后按下L键保存即可。
1键(X键):数值增加
2键(R键):数值减小
3键(L键):保存键
4键(C键):清零键
5键(Q键):参数切换键,向左
5键(F键):参数切换键,向右
6键(Rng键):快速校准时使用
首次使用时,请设置好这些参数,否则LCR表无法正常工作。
如果对LCR表的副参数精度要求不高,直接采用默认值即可。
回复 支持 反对

使用道具 举报

     
 楼主| 发表于 2011-11-25 20:36:00 | 显示全部楼层
六、校准LCR表
菜单7为调校菜单,共10个参数,标识为M0、M1、M2、M3、M4、M5、M6、M7、M8、M3.,M4.,M5.,M6.,M7.,M8.含意如下:
M0是100Hz时的零点校准。默认值是22,单位是“字”。
M1是1kHz时的零点校准。默认值是22,单位是“字”。
M2是7.8kHz时的零点校准。默认值是14,单位是“字”。
M3指V/I变换器20欧档的相位补偿值。默认值是0,单位是“0.001弧度”。
M4指V/I变换器1k欧档的相位补偿值。默认值是0,单位是“0.001弧度”。
M5指V/I变换器10k相位补偿值。默认值是0,单位是“0.001弧度”。
M6指V/I变换器100k相位补偿值。默认值是25,单位是“0.001弧度”。
M7指第二可控增益运放的相位补偿。默认值是16,单位是“0.001度”。
M8指第一可控运放的相位补偿值。默认值是20,单位是“0.001弧度”。
M3.是V/I变换器20欧下臂电阻校准。默认值是0,单位是百分之0.01。
M4.是V/I变换器1k欧下臂电阻校准。默认值是0,单位是百分之0.01。
M5.是V/I变换器10k欧下臂电阻校准。默认值是0,单位是百分之0.01。
M6.是V/I变换器100k欧下臂电阻校准。默认值是0,单位是百分之0.01。
M7.指第二可控增益运放的增益校准。默认值是0,单位是百分之0.01。
M8.指第一可控运放的相位增益校准。默认值是0,单位是百分之0.01。
在LCD1602版中,以上15参数分别表示为:
Z0、Z1、Z2、R1X、R2X、R3X、R4X、G1X、G2X、R1、R2、R3、R4、G1、G2
如果参数设置乱了,可以连续按5次C键(清除键)恢复为默认值,再按L键保存。
测量之前,需准备好几个电阻:
校准V/I变换器,需四个已知阻值电阻:20欧、1k、10k、100k
校准可控增益放大器,需两个已知阻值电阻、3.3k、10k欧
在1kHz和7.8kHz下、分别在相应的档位接入20、1k、10k、100k被测电阻,上下臂的放大倍必须相同,否则无法进行幅、相校准。用“M+R”键进入检查菜单,显示为“1,1”说明上下桥臂相对平衡,且信号放大采用了同一增益。如果是“1,0”或“0,1”说明信号幅度不正确。

(一)调校零点偏移(M0、M1、M2参数)
零点调校这是LCR表主参数准确的前提。建议做为调校的第一步,以免影响其它校准工作。用本电路指定的元件型号制作,成品的零点参数几乎相同,因此通常可以直接采用默认值。
100Hz的零点调校参数是M0调校步骤:
1、频率置为100Hz,档位置为100k欧
2、接上1%精度的10欧电阻
3、在菜单1(启动后的默认菜单)中读取R值
用100k档测量10欧电阻,精度会比较差的,读值跳动10%是正常的,因此,读取平均值即可。
如果读值与10欧偏离超过5%,则应调整M0的值。每调大0.1字,读值减小0.5欧左右。如偏差大2欧,大约需要把M0调大0.4字。
调节M1、M2的方法与调整M0的方法相同,只须把频率设置为1kHz和7.8kHz即可。
每次按下按键,蜂鸣器响起,单片机电流变大,引起测量不稳,所以要等蜂鸣器停响才会稳定。
(二)V/I变换器、后级放大器相位补偿(M3、M4、M5、M6、M7、M8)
频率置为7.8kHz,量程置为1k欧档
1、接入20欧电阻,20档。记下此时的Q值,扣除Q0后就是M3要设定的值。
2、接入1k欧电阻,1k档。记下此时的Q值,扣除Q0后就是M4要设定的值。
3、接入10k欧电阻,10k档。记下此时的Q值,扣除Q0后就是M5要设定的值。
4、接入100k欧电阻,100k档。记下此时的Q值,扣除Q0后就是M6要设定的值。
5、接入330欧电阻,1k档。记下此时的Q值,扣除Q0后就是M7要设定的值。校准三倍档相位
6、接入100欧电阻,1k档。记下此时的Q值,扣除Q0后就是M8要设定的值。校准十倍档相位
例:接入100欧被测电阻,测得Q值,存入M8。比如测得0.020,须将M8置为20。
注:对于1k档1kHz,被测电阻在640—1000欧为(1,1),640—440保持,440—280为(0,1),280—250保持,250开始启动(0,2),85—75保持,75以下(0,3)。
(三)V/I变换器、后级放大器幅度补偿M3.、M4.、M5.、M6.、M7.、M8.
保存相对误差万分数。
分别切换到相应档位,接入20欧、1k欧、10k欧、100k欧已知电阻。频率1kHz。测出误差,然后把修正量存入M3.至M8.
后级放大器补偿方法当与上述校准类似。

(四)快速校准:
以上校准,实际操作时比较麻烦。实际校准,可以采用快速校准法。
进入菜单7之后,用Q(向左)或F(向右)键换各参数。
1、M0校准,接入10欧电阻,按Rng进入测量值显示状态,档位会自动切换,按X或R键进行增减,使R读值为10欧,按Rng退出。(建议调校)
2、M1校准同M0。(建议调校)
3、M2校准同M0。(建议调校)
4、M3校准,接入20欧电阻,按Rng进入测量值显示状态,按X或R键进行增减,使Q读值为Q0,按Rng退出。(本档可不校准,置0即可)
5、M4校准,接入1k欧电阻,校准方法同M3。(本档可不校准,置0即可)
6、M5校准,接入10k欧电阻,校准方法同M3。(本档通常置0即可)
7、M6校准,接入100k欧电阻,校准方法同M3。(须调校)
8、M7校准,接入3.3k欧电阻,校准方法同M3。(须调校)
9、M8校准,接入10k欧电阻,校准方法同M3。(须调校)
10、M3.校准,接入已标定的20欧电阻,校准方法同M0。 (如果电阻筛选精确,本档可不校准,置0即可)
11、M4.校准,接入已标定的1k欧电阻,校准方法同M0 。(如果电阻筛选精确,本档可不校准,置0即可)
12、M5.校准,接入已标定的10k欧电阻,校准方法同M0。(如果电阻筛选精确,本档可不校准,置0即可)
13、M6.校准,接入已标定的100k欧电阻,校准方法同M0。(如果电阻筛选精确,本档可不校准,置0即可)
14、M7.校准,接入已标定的3.3k欧电阻,校准方法同M0。(如果电阻筛选精确,本档可不校准,置0即可)
15、M8.校准,接入已标定的10k欧电阻,校准方法同M0。(如果电阻筛选精确,本档可不校准,置0即可)
Q0不一定为零的。开路时,测量出残余电感抗为X。那么,校准时接上电阻R,则Q0=R/X。如开路X=5000k欧,接上100k电阻,Q0=100/5000=0.020
LCD1602版,不必关心Q0,直接调到残余电容显示为开路残余电容即可。
校准M0、M1、M2时,读值跳动比较多,取平均值即可。LCD1602版,屏上会提示待接入电阻的阻值。
相位校准后,测Q精度有提高,大约有效测量可以提升到300,误差为Q/300,相当于D值误差0.003左右。测得Q=300,即D=0.0033,它的真值0.0033±0.003,或者说Q的真值在150至无穷大之间。
校准后,测量Q大于1000的电容,应显示为999
回复 支持 反对

使用道具 举报

     
 楼主| 发表于 2011-11-25 20:37:14 | 显示全部楼层
七、关于误差
误差主要来源:
1、AD分辨力、单片机内的DDS噪声等引起的电桥计算误差。约引入0.2%误差。简易测试方法:接入1k电阻,1kHz档校准后,查看7.8kHz与100Hz的测值偏差情况。
2、V/I变换器误差,误差0.15%,这与校准精度、下臂电阻温漂,差动三运放电阻温漂等有关系。校准时,尽量采用99xx阻值电阻,而不要使用10xx电阻。它们的分辨力相差10倍。
3、三倍可控增益校准误差0.1%
4、十倍可控增益校准误差0.1%
5、高阻测量时,还有一些干扰引起误差
主量程内的误差,是上述误差的均方值。即sqrt(0.2^2+0.15^2+0.1^2+0.1^2)%=0.3%
实测比对,误差一般在0.1%至0.3%之间
考虑到长期稳定性问题,误差估计为0.5%
关于基本误差:
基本量程精度是0.5%
Zx电抗在下臂电阻的1/30至50倍时,1kHz档精度达到0.5%,实际上,1kHz下做了一个小测试,测定了100至200k的十个电阻,精度全部达到0.25%左右
Zx电抗在下臂电阻的1/30至50倍之外时,误差变大。Zx在/1/30倍与50倍之内,可按300字测算精度,即0.3%,做为误差指标采用0.5%即可。
最小分辨阻抗:
本电桥最小分辨阻抗:下臂按300字保守估计,那么上臂1字分辨力对应的阻抗是下臂电阻的1/(300*30)≈1/10000
由于上臂阻抗很小时,下臂会接近于满度,约为700字,AD转换又采用了过采样,分辨力提高一倍以上,所以下臂至少达到1500字的分辨力。因此,最小分辨阻抗为实为1/(1500*30) ≈1/50000,对于100k欧档,可分辨到1至2欧
20欧档的最小分辨阻抗是20/10000=2毫欧。
1k欧档的最小分辨阻抗是1000/10000=0.1欧。
10k欧档的最小分辨阻抗是10000/10000=1欧。
100k欧档的最小分辨阻抗是100000/10000=10欧。
同样道理,最大阻抗分辨力为量程电阻的10000倍
100k欧档的最大分辨阻抗是100k*10000=1G欧左右。阻抗高了,很容易受到干扰,实际无法分辨到G欧,只能分辨到和百兆欧。
最小单位显示符号:电抗(X和R)为mΩ,L为uH,C为pF
显示字数:3字,扩展显示为4字。3字显示时,电感只显示到0.01uH。LCD1602显示屏,直接显示为4字。
按下L键,显示L或C。当电抗X为负值时显示电容量,为正时显示电感量。当X处于零点上正负跳动,此时显示L或C跳变,C会很大,L会很小。选择正确的档位,不会出现这个问题的。
有效分辨阻抗与精度表示:
有效分辨阻抗 = 读数的1/300 + 最小分辨主抗
如:测得电阻48.44欧,它并不能分辨到0.01欧,实为48/300=0.16欧
如:测得电阻30.01毫欧,它并不能分辨到0.01毫欧,实为30/300+2=2.1毫欧,实际分辨力会好一些,测量到1毫欧问题不大。
100Hz、1kHz档主参数精度表达示意:
20欧档精度:0.5% of reading + 2毫欧, 0到50*20欧=1k欧
1k欧档精度:0.5% of reading + 0.1欧,0到50*1k=50k欧
10k欧档精度:0.5% of reading + 1欧,0到50*10k=500k欧
100k欧档精度:0.5% of reading + 10欧,0到2M欧,高阻测量须考虑残余电阻。
5M至100M欧读值仅共参考,未测试,
副参数的精度比主参数的精度低。X与R,起主导作用的那个为主参数。如,电容以容性为主时,主参数是X,副参数是R。电阻的主参数一般是R。
副参数的串联电抗比主参数小,有效读数也会比较小,因此误差变大。
副参数的精度表达形式与主参数相同,但reading部分要用主参数读值代入。
主、副参数,是用同等增益放大器输出,然后采样并运算得到的。所以它们的分辨力是相同的。
关于大电容ESR的测量误差:
ESR指等效串联电阻,LCR数字电桥是测量ESR相对于简易的阻抗法测量,精度要高很多的。这块LCR表频率不高,只做到7.8kHz,所以测量ESR的适用范围较小。如果仅仅是想知道10kHz左右时的ESR,电桥可以准确测定的。精度方面与电容材质、容量有关。高Q的电容,即ESR非常小的电容,本表基本上无能为力,测不了,常常直接显示为0或-0。
本表可以测量Q值低于200的电容ESR。
设容抗为X,ESR的有效分辨力是“2毫欧+X/300”
如果Q小于1,ESR的有效分辨力是“2毫欧+R/300”
大于200的,ESR测量不可靠的。举例来说:高压的CBB22电容,测不了,它的ESR太小了。
例1:0.47uF/630V CBB22电容为例
我的LCR表测得结果是:容抗X=-43欧,R=-0.01欧(0与-0.01之间跳),Q = 43/0.01=4300。
显然,这个ESR测量结果是不正确的,甚至出现了负值。
本表测量这类电容的ESR,有效分辨力是容抗的1/300,也就是说,容抗43欧,只能分辨到43/300=0.14欧。做乐观的误差估计,它也难以分辨到0.14/2=0.07欧。这就造成它无法测量这个CBB电容了,因为该电容的ESR小于0.07欧
例2:1uF/400V CL21电容
我的LCR表测得结果是:X=-22欧,R=0.22欧,Q=100
有效分辨是22/300=0.07欧,现在测得的ESR是0.22欧,比0.07欧大得多,因此这个测值是有效的。
精度做最坏估计:0.07/0.22=30%,当然,上面的分辨力估计有很大的余量,实际误差是小于30%的。
例3:测量电解220uF电容
我的LCR表测得结果是:X=-96.7毫欧,R=101毫欧,Q=0.95
有效分辨是101/300+2=2.3毫欧,现在测得的ESR是101毫欧,比2.3毫欧大得多,因此这个测值是有效的,而且精度很好。
以上测试频率为7.8kHz,20欧档

电感电容的分辨力:
电感分辨力约为2 mΩ/(6.28*7.8kHz)=0.04uH,实际可分辨到0.01uH至0.02uH左右。
频率7.8kHz时,电容分辨力约为1/(6.28*7.8kHz*1G欧) = 0.02pF,实际受干扰,有效分辨率仅0.05至0.1pF左右
电感、电容误差,按照X的误差估计即可。Q值较大时,X误差就是基本误差0.5%
Q值精度:
Q值精度比较特殊。串联测量时Q=X/R,并联法测量时Q=R/X。Q值的误差实际上是X和R二者中精度最低的那个。
相对误差是:(主参数分辨力 + 量程固定误差) / 副参数读值
也可写为:(Q * 副参数/300 + 量程固定误差)/ 副参数 = Q/300 + 量程固定误差 / 副参数
Q值较大时,由于Q值误差较大,相对误差表示为:Q/300即可。
例如,Q=300时,误差可能达到300/300=100%,如600Q可能测为300Q,高阻时,噪声大,Q误差可能更大,低阻时误差一般小于100%
综上,Q值大于300,本表测Q已经不可靠了。可以认为,读数大于500的,本表测值为无穷大。
D值精度:
本表不显示D值。D值是Q值的倒数。误差为0.003+2毫欧/ESR,在D<0.5时评估
1000pF以下的Q值测定精度:
这种小电容,一般要用7.8kHz档测量,以考查它的高频Q值。
以下是7.8kHz情况下讨论测量原理与方法。
本表存在正负70M欧兆至2G欧的并联残余电阻。而且这个残余电阻是很不稳定的,漂移严重,有时是70M,有时变为500M。
考虑到残余电阻的不稳定性,所以当被测电容的并联损耗电阻接近于残余电阻时,Q值就无法测定了。通常只能测量40M欧以下的损耗电阻。
10pF的容抗是2M欧,如果它的Q值是20,那么它的并联损耗电阻是40M欧,已经接近于残余电阻了。
对于10pF电容,只能测量20Q,大于20的,只能知道这个电容Q值大于20,具体Q值本表无法分辨,也许它的Q值是1000。
对于50pF电容,只能测量100Q。
对于100pF电容,只能测量200Q。
上述举例的3个不同容量电容,当测到了它们的上限值(20,100,200),误差是很大的。结果也只是作为参考。
小容量电容ESR测量误差来源:
其一是AD分辨力和鉴相器的综合误差,它对ESR误差的贡献是A=X/300(X为电抗分量)
其二是不稳定的并联残余电阻造成的误差。其值为R0=50M欧估值。
对于Q>2,R0转为串联方式,其值为r0=X2/R0
因此,ESR误差为A+r0 = X2/R0 + X/300 = X ( X/ R0 + 1/300 )
从上式看,当X/R0<1/300,即X<170k欧(C大于120pF),R0引入的误差变为次要,误差直接采用X/300估计即可。
也可以采用均方误差估计,所得误差值会小一些。又因为R0估值有较大余量,所以直接取X2/R0与X/300两者中较大的为误差估计项即可。
例1,测得220pF独石电容的电抗为90k欧,那么ESR误差是90/300=0.3千欧。
例2,测得80pF瓷电容的电抗为230k欧,那么ESR误差是230*0.23/50)=1千欧。
例3,测得20pF瓷电容的电抗为2.2M欧,那么ESR误差是2.2*2.2/50)=0.1M欧。对于这种电容,要想利用这个LCR表估计Q值,建议在并联模式下,观察接入20pF电容前后等效并联电阻的变化情况。如,接入前是100M至150M欧之间跳变,接入后也是在这个范围内跳变,说明这个电容的Q值很高,在200以上,LCR表无法分辨。也可以多个相同的电容并联起来测量,得到的Q值将变得准确许多。其实,7.8kHz的电桥是不适合测量这么小电容的Q值的。
回复 支持 反对

使用道具 举报

     
 楼主| 发表于 2011-11-25 20:37:44 | 显示全部楼层
下表是洞洞板LCR表电阻测量精度实测(未做相位校准):
被测电阻        档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
2.5mΩ        20欧        2.2 mΩ        3.1mΩ        2.2 mΩ
7mΩ        20欧        7 mΩ        7 mΩ        7 mΩ
14mΩ        20欧        14 mΩ        13 mΩ        13 mΩ
223 mΩ        20欧        222 mΩ        222 mΩ        222 mΩ
2.210M        100k并        2.213M        2.205M        2.187M
4.436M        100k并        4.46M        4.42M        4.30M
Zx开路时,100k档并联残余电阻是2.4GΩ(100Hz),2GΩ(1kHz),127MΩ(7.8kHz),使用并联法测量电阻,所得阻值实际上是残余电阻与被测电阻的并联值。
上表2.21M欧7.8kHz测量,并联值是2.21//127 = 2.17M欧,实际显示为2.19M
上表4.44M欧7.8kHz测量,并联值是4.44//127 = 4.30M欧,实际显示为4.30M
串联法测量高阻值电阻,在7.8kHz档,受残余导抗影响,测值误差很大。因此,测量高阻值电阻,应并联法测量,而不应使用串联法。
下表LCD1602版实测精度(已做校准):
3.126欧电阻实测(此电阻用直流电桥法测得)
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        3.120        3.122        3.120
1k欧        3.10        3.13        3.12
10k欧        3.1        3.0        3.1
100k欧        3.0        2.5        2.5
50.4欧电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        50.37        50.38        50.35
1k欧        50.41        50.48        50.36
10k欧        50.22        50.37        50.40
100k欧        51        51        50
100.2欧电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        100.0        100.1        99.92
1k欧        100.0        100.0        100.0
10k欧        99.99        99.95        99.95
100k欧        100.1        100.0        100.0
297.6欧电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        297.5        298.0        297.1
1k欧        297.6        297.6        297.3
10k欧        297.2        297.7        297.1
100k欧        296.2        297.0        296.5
994.2欧电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        994.0        995.5        994.2
1k欧        993.5        994.6        994.0
10k欧        993.5        994.5        993.8
100k欧        993.0        993.0        992.0
3.285k电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        3.290        3.298        3.276
1k欧        3.284        3.288        3.283
10k欧        3.283        3.289        3.282
100k欧        3.283        3.288        3.280
19.99k电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        20k        20k        20k
1k欧        20.02        20.03        20.00
10k欧        20.00        20.00        19.99
100k欧        19.98        20.01        19.97
26.64k电阻实测
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        26.4        26.4        26.3
1k欧        26.68        26.70        26.65
10k欧        26.66        26.70        26.65
100k欧        26.66        26.69        26.64
468.2k电阻实测(并联法)
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        430k        390k        390k
1k欧        470k        470k        466k
10k欧        469.9        470.0        466.8
100k欧        469.8        470.0        465.5
2.209M电阻实测(并联法),7.8kHz残余电阻150M欧
档位        100Hz        1kHz        7.8kHz
20欧        *        *        *
1k欧        2.2M        2.2M        2.2M
10k欧        2.213        2.215        2.159
100k欧        2.215        2.205        2.165

L、C的测量精度,与Q和X的测量精度有关。当Q大于1时,测量精度可以参考电阻测量精度。X分量反而变成了副参数,精度下降。
测量小电感时,由于频率过低,是不能完全反应高频状态的。例如,用5米长0.38mm线径漆包线绕的空心线圈,10kHz时的电感量是35.5uH,到了1MHz表现出来的电感量会比大于该值,即在10kHz与1MHz两个频率下表现出来的电抗是不同的。1MHz频率下铜线的趋肤深度是0.066mm,10kHz频率下趋肤深度是0.66mm,在10kHz下,趋肤深度远大于这条导线半径,所以导线的内自感是0.05uH*5=0.25uH,当频率达到1MHz,内自感变为2*0.066/(0.38/2) * 0.25uH = 0.17uH,这就是说,低频测量多测出了0.08uH的内自感。线圈有分布电容及对地分布电容约2pF至3pF,这会使它在1MHz时表现出的感抗变大0.5%的。频率高了,线圈中各点的电流不是同步建立的,这些也可以归算为分布电容的影响,会使高频电抗进一变大。电感绕线用的传导铜线的长度大,容易受到各种因素影响,所以不必期望低频法测得的电感量外推到高频还会有相同的精度。
有的电感小到只有零点几uH,本表也可以测量。为了使仪表更可靠的工作,首次安装LCR表,建议对它进行验证。方法如下:
制作一个3uH左右的铁硅铝磁环电感,也可以使用色环电感或空芯片圈,如果采用空心线圈,测量其间应确保线圈不变形。此电感直接焊接在主板上,测得电感量为L0。然后取一个电阻R从R17下端接到R18下端(虚地),并测得电感量L。那么理想测值应为L = L0*R/(R17+R),本电路R17是1k欧。以下是一组实测结果:
(铁硅铝磁环线圈,f=7.83kHz,Q=5,L0=2.84uH)
R(欧)        L(理论)        L(测值)        备注
无穷大        L0=2.84uH        2.84uH+0.01uH        正跳0.01uH
2100        1.92uH        1.92uH+0.00uH        不跳
300        0.66uH        0.65uH        正跳0.005uH
100        0.26uH        0.24uH+0.01uH        正跳0.01uH
51        0.14uH        0.12uH        不跳
25.5        0.07uH        0.05uH±0.01uH        正负跳0.01uH
以上实测结果表明,零点几uH的电感测量,误差约为0.01uH的,量化噪声约为0.01uH。
以上数据说明,此LCR表存在零点偏移0.02uH,可以考虑更改菜单7中进行7.8kHz的零点修正值。
实际的零点几uH电感,在7.8kHz时,很多Q值小于1,噪声变大。输入端的差模噪声,一部分是低频噪声,也有高次谐波及其它干扰信号等。这些噪声对小信号有较大影响。电感量相同的电感器,如果Q值低,等效串联电阻大,电感器上的总压降增加,噪声总量也会增加一些。因此,0.1uH的低Q小电感,显示值会跳动达正负0.02uH。当被测电感0.2uH以上,抗干扰能力增加了许多。此外,共模干扰信号,对测量也有影响,因为,此时的共模信号强度是差模信号的几十倍。
当电感的Q值非常低时,电抗X值几乎为零,在噪声影响下,X可能变成负值,这时可能显示为电容了(负电抗会有一个带小数点的单位)。
&#8226;高阻测量的残余电容问题:
数字电桥存在一些开路残余电容,残余电容是有损耗的,即含有电阻分量。不同频率档位,残电容基本相同,但残余损耗电阻是不同的。1kHz与100Hz,残余并联损耗电阻是G欧级的。7.8kHz的残余并联电阻会小一些。
开路残余损耗电阻相当于并联在被测Zx两端,因此,当我们测量一个高阻电抗,如果试图修正结果,应使用并联原理修正。这时,请使用并联法测量。
残余电容的容量在1kHz和7.8kHz下,不管是串联还并联,容量是相同的,这是因为残余电容的Q值较大,所以串或并联残余电容相同。测量小电容时,应减去残余电容,才是真正的电容值。
100Hz下,通常无需考虑残余电容问题。
回复 支持 反对

使用道具 举报

     
 楼主| 发表于 2011-11-25 20:38:51 | 显示全部楼层
八、DDS信号发生器
这是本LCR表的使用的核心技术。利用它实现了精确的相位控制,并输出正弦波。
DDS即“直接数字频率合成器”
一般采用专用DDS芯片,以取得高性能。使用专用DDS,如AD9833等芯片,价格贵,而且是MSOP封装,焊接不易,给DIY带来了一些障碍。此外,AD9833与单片机结合,实现0度、90度、180度、270度移相方波,也是比较麻烦的。
现在的单片机,速度快,可以直接合成音频波形,同时精确输出移相方波。
单片机DDS算法原理:
正弦函数y=sin(x),其中相位量x与时间成正比。即相位x随时间增加而线性增加。
先产生随时间线性变化相位序列x,同时利用查表法得到sin(x)的值,并利用DAC将sin(x)的值即时输出。
在单片机中设置定时器,每隔dT时间,相位累加dX,就得到x,x+dX,x+2dX,x+3dX……的相位序列。每产生一个相位,同时输出相应的sin(x)值。
算法确定后,接下来就看硬件上是否支持以上算法,如果支持,写出相应程序即可。
在单片机的内存中,存放了方波函数值查询表、正弦波函数值查询表,dT中断来到时,先输出x对应的正弦波数值,接着在另一个端口马上输出x+0度(或x+90度)方波函数值。这样就得到了LCR电桥所需的两个信号源。当前输出方波是x+0度还是x+90度,dT中断期间,不要使用if语句来判断,而应写面“x+初相变量”的形式,初相变量是事先设定好的。这样,x+0度方波与x+90度方波之间的相差就是严格的90度关系。
为了使波形相位稳定,dT的中断优先级须置为最高级别。
STC12C5A60S2,内置了DAC,并且dT可以设置得较小。
九、相位补偿技术
相位补偿,实际上就时去除残余Q值或D值。
可控增益放大器相位补偿原理:
测量上、下桥臂,如果放大器入于相同的增益档位,两组测量的移相是相同的,互相低消,可以忽略。如果两臂测量采用不同的增益测量,则移相不可忽略。放大器移相引入的误差,对四个档位的测量都有影响,而不单单是高阻抗与低阻抗两种特殊情况。这是因为放大器的移相存在,造成高Q的CBB电容的Q值根本无法测量。为了解决这个问题,须提高7.8kHz下Q值的测量精度,理想的办法就是采用相位补偿。
两个可控增益放大器的移相是不同的。注意,在频域看,是相位滞后,时域看,其实就是放大器对正弦波的延时响应,对不同的频率,延时量基本相同,而1kHz档周期长,所以延时引入的误差基本可以忽略,对于7.8kHz档,这种延时不可忽略,它对相位的影响,是1k档的7.8倍。
修正方法,测定出两个放大器的相对于1倍增益时的移相。第一级可控增益放大,是1倍和10倍两档,我们要测出10倍档的增加移相。第二级可控增益放大,是1倍和3倍两档,我们要测出3倍档的增加移相。
频率置为1kHz,档位采用1k欧档。1k档阻抗低,对分布电容不敏感,所以使用这个档位来捕获后级放大器的移相,而不且前级受分布电容的影响。1k档的阻抗,也远比引线电感阻抗大,引线电感可忽略。
接入不同的被测电阻,测得不同增益档位下的相位偏移(Q值实际上就是它的相位偏移角度)。增益档位可以使用菜单4监视。
测得不同电阻下运放增益档位与移相数据如下:
下表数据,增益档位为0是1倍档,1是3倍档(源于第二可控运放),2是10倍档(源于第一可控运放),3是两个放大时同时放大,共3*10=30倍,增益档位使用菜单4查看。
51.00k电阻:上臂0,下臂3,Q=0.027
20.00k电阻:上臂0,下臂2,Q=0.016
2.200k电阻:上臂0,下臂1,Q=0.016
1.000k电阻:上臂1,下臂1,Q=0.000
0.330k电阻:上臂1,下臂0,Q=-0.016
0.200k电阻:上臂2,下臂0,Q=-0.020
0.100k电阻:上臂2,下臂0,Q=-0.020
0.051k电阻:上臂3,下臂0,Q=-0.036
由上表的低阻部分可知,3倍档移相0.016弧度,10倍档移相0.02弧度,30倍档移相是0.036弧度,正好就是前两档之和0.016+0.020,与理论值相符。
上表的高阻部分,如51k档时的移相,未能达到理想的+0.036,这是表笔分布电容造成的。
程序设计时,只要已知放大器的总移相θ,就可以对结果进行修正。
设原测阻抗是a+jb
修正方法是:a 2= a*cosθ-b*sinθ,b2=a*sinθ+b*cosθ
本LCR表,只要在菜单7中输入两个放大器的移相的弧度参数的1000倍即可。当然,测量放大器移相时,这两个参数必须置0
修正后电阻验证法:取上述被测电阻重测,相位误差应为0,即Q=0
修正后电容验证法:在20欧档验证CBB、CL电容,取两个两同0.47uF CL电容,它的ESR稍大,单个测得ESR为R,两个串联则应为2R,并联须为R/2。测量高压的CBB,不管如何串并联,测得的ESR一般为0,Q为999显示。也可以用高压CBB电容串联低阻电阻,得到可测定的ESR
上述测量用7.8kHz档。
V/I变换器的相位补偿:
V/I变换器引入的相位误差有两方面
高频低阻大电流测量,相位误差主要是引线电感及仪表三运放的共模抑制能力引起的。这方面无须软件修正,三运放的共模抑制良好,其误差可忽略,引线电感可以采用相对值法消除,与万用表200欧档测量电阻时“去除表笔电阻”得真值的原理差不多。
高阻测量,V/I变换器的相位的误差就比较麻烦,最好采用软件修正。
高阻相位误差来源可分两部分:
其一、分布电容引入的附加耦合,如虚地对信号源热端的分布电容,TL082内部两运放的分布电容耦合、信号源质量等,都可能造成信号耦合。因此上臂的电流实为被测Zx上的电流与附加耦合的电流之和。其二、来自下臂输出对虚地的耦合(或其它受控源耦合),等效为下臂电阻上并联了一个分布电容。它造成下臂输出相位滞后。100k档相位误差最严重,而10k档相位误差按100k档相位误差的1/10估算即可。从频域看,相当于下臂电压产生了小量顺时针旋转(滞后),而对幅值的影响基本可以忽略。
以下建模计算分析。测试线分布参数属于被测电抗X的一部分,上臂限流电阻与下臂电阻等值,都是100k,记作R,运放响应延时等效阻抗为Z1(并联在下臂R上),LCR表测得下、上桥臂阻抗比为k,无相位误差时k的理想值为k=U2/U1=R/X,而实际存在如下关系:


R是已知的,k可以由LCR表直接测得,A可以通过校准得到,当B也测得,那么就有X=k*R*A*B。其中,Z0与Z1只相当于几个皮法电容的电抗,所以电抗很大。
那么,应如何理解A和B呢?当X很小时,如X=2k欧或5k欧,B是接近于1的,相位偏移量的附加量是A引起的,B几乎不起作用。当X很大时,A和B同时引起相位偏移,偏移量是A*B的角度量。
如果仅用Z=k*R*A表示测量结果,那么Z实际上是Z = X/B = X/[1+X/(Z0+R)] = X*(Z0+R)/(X+Z0+R) = X//(Z0+R),高阻测量时,X是被测电容与表笔分布参数的并联电抗,而且Z0+R与X并联,说明最终得到的Z是Z0+R、表笔电容、被测电抗者的并联值。
综上,A表示V/I变换器的的附加相位偏移,B则反应一个结论,用Z=k*R*A作为结果时,它是开路残余电抗(Z0+R与表笔电抗并联)与被测电抗的并联值,因此,为了得到X,应以并联法扣除开路残余电抗。
通过以上分析,就可以得到一个很有效的A值测量方案:测定时,用Z=k*R计算阻抗。由于Z0和Z1比R大得多,所以A的模值接近于1,他对测量结果的模幅值的影响可以忽略,只需考虑A引起的移相,以免造成Q值测量严重误差。接入5k被测色环电阻(5k电阻Q值几乎为0的),B就接近于1且车辐角接近于0,因此测得Q值正是A的相位。所以,A就是模值为1,辐角为Q的复数。
直得注意的是,DDS前级、后级放大器输出也会存在一些残余耦合,高阻测量时,它也会使V/I变换器发生相位偏移。它们的影响,同样可以归算到A和B之中。
V/I变换器负反馈电阻上并联一个小电容,从输出端看,它引起电压相位滞后。从输入端看,相当于入一个超前的电流(超前补偿)。频率越高,这种反馈越强。有的LCR表采用一些技巧,减小高频反馈,如,100k反馈电阻使用10k与90k串联,串联的中心对地接一个小电容,这个电路,在高频时对反馈信号旁路,减弱了高频反馈,起到了补偿作用。
十、多途验证记录:
验证1:高Q测量精度验证
取0.1uF/630V CBB22电容做为基准器件。这种电容具用很高Q值,它的Q值是大于这个LCR表的测量上限的。
X=16k,800至999(10k档)
X=1.6k,700至999(1k档)
X=200欧,500至999(1k档),999(7.8k档)
本LCR表有效测量上限为300左右。测得以上Q值,属正常,上误差许可范围内。本LCR表最大显示限制为999
验证2:低Q测量精度验证
取0.1uF/630V CBB22高Q电容,与3.14欧电阻并联。并联之前测得容量为101nF
用并联法测量。1kHz,测得容量为60nF,7.8kHz测得容量为80nF(此时Q值显示为0.012左右)
理论Q值是3.14/200=0.016,实测0.012,误差4字
经查,这4字误差是二线法测量造成的。转到串联模式,表笔短路,测得表笔残余电抗是+9毫欧。
大串联法重测这个阻容并联体,等效串联电抗是-37毫欧,显然,去除表笔残余值后,正确值是46毫欧。因此,改正后Q值是46毫欧/3.14=0.015,与理论值很接近。
验证3:
测量0.47uH空心线圈(Q表测量),测值也是0.47uH(已去除表笔残余电感)
验证4:
取一段0.18平方毫米铜线,对拆绞合,形成无感电阻。今测其残余电感。
用7.8kHz,20欧档,测得电感量是0.36uH,ESR=294毫欧,去除表笔电感量0.20uH,得电感量0.16uH
用1MHz高频伏安法测得约值是0.2uH
由于这种电感Q值低,电感量不好测量,两种测法误差都比较大,而且电感与频率相关,故只能做粗略比较。两种测法所得结果差不多。
验证5:
20pF小电容测量,与Q表对比,仅相差0.1pF
验证6:
取5个5pF电容并联,测量Q值,得到Q=300,还算满意。
验证7:
接入10欧电阻测试分辨力,用100k档测量,测得三种频率下阻值均为10欧(跳动正负0.5欧)
验证8:
测试电阻,测了几十个电阻,误差均小于0.5%
验证9:
用网线测量毫欧电阻。利用长度测量换算电阻,并与测值比对,可分辨1毫欧。网线电阻率事先用直流电桥测定。
验证10:
取相同的0.47uF/630V CBB22,镀锡包铜钢线引脚,测得单个Q=999(超量程),两个相同的电容并联或串联,也是Q=999。显示正确
验证11:
1uF/400V CL21电容,测得ESR=0.18欧,EPR=2.2k
0.47uF/630V CBB22电容,测得ESR=0.01欧,EPR=百几k欧
测试线电阻0.013欧
两电容并联,测得EPR=2.1k,ESR=0.10欧
计算验证:去除导线电阻,两电容ESR分别为0.17,0.00,并联后的ESR为0.17*(1/1.47)^2+0.013=0.09,与测值0.10相近。
验证13:
用不同的量程,同测一个电容的Q值。
以下Q值分别是20、1k、10k、100k档测得
0.47uF/630V CBB22电容,镀锡铜包钢线引脚,1kHz,X=344Ω:
7.8kHz,四档测Q值:999,999,800,20
1kHz,四档测Q值:999,999,800,999
100Hz,四档测Q值:500,600,900,999
0.1uF/100V 500,涤纶电容,1kHz,X=1.47kΩ
7.8kHz,四档测Q值:127,120,140,500
1kHz,四档测Q值:210,210,210,190
100Hz,四档测Q值:500,900,400,800
3.3nF红褐色电容,曾用于V/F变换器试验,效果非常好,1kHz,X=47.6kΩ。
7.8kHz,四档测Q值:3,150,800,800
1kHz,四档测Q值:150,999,999,999
100Hz,四档测Q值:500,999,999,999
2.2nF涤纶。1kHz,X=70.9kΩ
7.8kHz,四档测Q值:90,125,135,110
1kHz,四档测Q值:30,190,240,240
100Hz,四档测Q值:10,100,800,999

红色部分表示比较合适的档位。
横向比较,要求数值尽量统一。Q大于500,对于本LCR来说,可以认为是无穷大了,因此,Q=700与Q=999,即使都看作999也无妨。
注:Q值大了,跳得利害,仅是取个平均数。
验证13——鉴相器验证线性度:
切换到菜单3手动调节开关状态,切换到下臂测量。
取两个3.3k电阻并联接入,调节相位和增益,使读值尽可能大一些,以便精确分辨,得到读值是6770。
保持相位和增益不变,仅接入一个电阻,另一个电阻不接入虑地表笔,而改接到地线。得到读值是3382。
两个电阻交换,得到读值是3388。
理论上,当检波器和AD线性度良好时,后两个读数之和应等于前一个读数。3388+3382正好等于前一读数6770,所以鉴相器线性度良好。
回复 支持 反对

使用道具 举报

     
 楼主| 发表于 2011-11-25 20:41:23 | 显示全部楼层
T4.jpg
PCB反面.jpg
PCB正面.jpg
T1.jpg
T2.jpg
T3.jpg
回复 支持 反对

使用道具 举报

     
发表于 2011-11-25 21:00:20 | 显示全部楼层
许老师终于亮剑了。
回复 支持 反对

使用道具 举报

     
发表于 2011-11-25 21:25:22 | 显示全部楼层
高人!!!
回复 支持 反对

使用道具 举报

     
发表于 2011-11-26 10:10:02 | 显示全部楼层
感谢楼主,虽然我不懂这些,单由于手边没仪器,想学做些东西确实很困难!感谢中,等待套件推出!
回复 支持 反对

使用道具 举报

     
发表于 2011-11-26 16:14:56 | 显示全部楼层
一位业余爱好者,做这么专业的东西,前途高远
回复 支持 反对

使用道具 举报

发表于 2011-11-26 18:11:53 | 显示全部楼层
非常有用的仪器,很新颖的设计。
回复 支持 反对

使用道具 举报

您需要登录后才可以回帖 登录 | 加入会员

本版积分规则

小黑屋|手机版|矿石收音机 ( 蒙ICP备05000029号-1 )

蒙公网安备 15040402000005号

GMT+8, 2024-3-28 20:19

Powered by Discuz! X3.4

© 2001-2023 Discuz! Team.

快速回复 返回顶部 返回列表