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【去库存】全分立二次变频中波收音机

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发表于 2021-5-31 08:07:18 | 显示全部楼层 |阅读模式
一.絮言

  题目中的“全”有一点勉强,因为用了一个集成的电源芯片78L04。不过收音机的要求对电源不是很高,一个晶体管再加一个4.7V的稳压管也可以代替了。

  为什么要全分立呢?没办法,分立的元件可以计算、可以更换、可以调整、可以测量中间过程,这是集成电路难以做到的。

  本机采用二次变频的方式,将中波频段整体抬高到(8.522~9.620)MHz频段,并在这一频段以度盘指针方式进行机械调谐,满意地达到两个基本目标:一是拉平度盘上的频率分布,二是统调的完美跟踪[1]。

  为什么非要用机械调谐呢?没办法,就是喜欢,没理由好讲。

  我们都知道,收音机的机械度盘受限于可变电容器的设计,在一次变频机中表现为高端信道比低端信道密集得多,导致相邻的高端电台经常混叠在一起难以分隔,导致调谐手感不佳,容易过调或欠调。一些直线电容式的可变电容器表现更甚,例如250/290pF的空气双联和60/140pF的密封双联,高端电台的接收调谐简直是个灾难。当将接收频段整体抬高以后,频段的覆盖比从一次变频的3左右降到二次变频的1.28左右,频段中点(一般假定为1MHz)从度盘的65%以上的位置下移到50%以下,1MHz以上的频率分布被充分拉开,高端的调谐变得抒缓,相邻的电台容易分隔。

  对于统调,一次变频机的跟踪误差比较大,出厂新品的统调精度一般在±1.4%到±1.7%范围内,意味着有最大±6.5KHz到±7.9KHz的跟踪偏差[4][5]。对于选择性达到30dB的中频系统,这样的偏差相当于至少20dB的衰减,灵敏度损失很大。如上所述,当将接收频段整体抬高以后,频段的覆盖比从一次变频的3左右降到二次变频的1.28左右,中频的跟踪误差大幅度降低。对于一中频为(8.522~9.620)MHz的方案,二中频465KHz的数值模拟的跟踪精度可以达到±0.004%(十万分之四)的水平,这意味着只要高低两个端点的调整完成,整个频端的跟踪精度都在正负十万分之四以内。这是根据可变电容器实测的数据仿真的结果,实物制作时的机械误差会影响达到的真实效果。从根据实测数据推演出来的度盘实物来看,若以调谐标尺最密处的一个分度的四分之一作为分辨率,那么其值为±0.54%,这是手感可以达到的一个指标。实用上,跟踪误差在±0.2%的指标上是现实的,但这个误差在调谐标尺上表现不出来。

  二次变频机的调谐度盘:
       

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  本帖所述频段的起点和终点,均以度盘百分标尺的5%和95%为基准点。下图是数值仿真截图:
       

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  二次变频机的原理方框图:
       

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  从原理框图可以看出,这种方案是将接收频段整体抬高,一个附带的好处在于如果将不同的接收频段都设计成一样宽度(例如1MHz),那么只要在一个频段统调完成,其他所有的频段也就都统调完成了。

(待续)

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 楼主| 发表于 2021-5-31 09:02:36 | 显示全部楼层
本帖最后由 longshort 于 2021-5-31 09:03 编辑

五.一中放与二混频

  电路沿用了拙帖《共集/共漏放大器的应用》中28A改制机的结构[3],电路见图:
       

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  其中R304是防振电阻,防止因增益过高产生啸叫。C309与IF305构成中频通路,作用与普通收音机的短波段使用的同类电路相同。D301由两个BA483串联,用于大信号下的输入回路控制,控制范围约10.6dB。四级中周组成四阶滤波器,R307、R308、R309、R310分别通过串联的二极管,控制每一级中周各自衰减的程度,以及带宽增加的程度;在中高信号下总控制范围约30dB。


       

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  上图中屏蔽罩内从左至右:第二本振、第二混频、465KHz滤波器和二中放输入级。

  下图是第二混频器的本振注入频谱,幅度约90mVp-p,平均频谱纯度约-50dB:

       

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(待续)

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 楼主| 发表于 2021-5-31 09:06:55 | 显示全部楼层
六.二中放与检波

  二中放是一个高增益/可变增益的宽带放大器兼直流放大器,在检波信号的激励下,根据场强的变化而变化增益,并产生适当的直流输出去控制前级的二次AGC。本级AGC产生的增益控制范围是(75~32)dB,其间有43dB的跨度。检波输出分为两路:一路较低电压为常规双极性管控制,另一路为较高电压的场管变阻控制。电路如图:

       

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  BG401为共集自举的放大级,电压增益约为0.99,电流增益则达12dB,因而功率增益接近12dB。图中的红虚线是屏蔽隔离,杜绝放大器输出对输入的影响。

  BG402是增益控制级,增益变化在+31dB~-11dB之间。R405、R406、D401结点构成了中、大信号下的增益转折器,一旦结点电压越过阈值使D401导通,R405通过导通的D401和前级的C308连通,则原本串联的电阻负载R405-R406变成了仅有R405作用,增益一下子降低了约26dB。在结点电压为4.6V以上时,结点上的电压将通过D401控制前级的D305~D301逐级导通,从而对较强信号进行衰减控制。

  BG402的射极电容器C404通过场效应管BG406接地。BG406在Vds=0V时的状态是一个可变电阻器,通过栅极电压改变漏-源间的电阻。由于3DJ7的K档虽然零栅压电阻比较小(54Ω~60Ω),但夹断电压却较大,凭检波输出最多只能改变(60~80)Ω,但对放大器的增益辅助控制已经有效了。

  BG403和BG404构成射极耦合的共集-共基放大器,总增益约33dB,且工作电流随信号强度浮动,信号越强,BG404电流越大,在设计上保证BG404工作电流中所包含的信号电流始终小于工作电流的10%。BG403的射极电阻用于扩展输入信号的动态范围,其中R409控制交流信号的激励强度。

  BG403和BG404可以采用锗管或硅管。当信号非常强并导致BG403进入基-射结负压(即基极偏压等于或高于射极电压)工作时,锗管有良好的工作特性并且失真极小,这是因为利用了锗管Iceo较大且在基-射结负压状态下的截止区放大性能(见参考资料[10]),这一点已在我的28A改制机中获得确认。当BG403和BG404采用硅管时,则必须防止BG403进入截止区,否则就会产生低频调制振荡或打嗝现象。

  检波级D402采用的是锗二极管1N277,初始目的是为了降低静态下的导通电压。设置得当的情况下,这个电压大约0.12V~0.16V之间。微导通的二极管有助于改善小信号下的检波效率。检波的直流负载是R414、R415、R420的合成值,本例中是36KΩ。

  Bp401和Bp402是两个不同的电压结点。前者电压较高,用于控制Vp较大的场管;后者电压较低,用于Vp较低的场效应管。实际上由于耗散型的场管Idss大的,Vp值也大,所以能够选择到的适用型号并不多。

  BG405是低频预放大级,通常它被设置成共集输出,以将高阻抗的检波输出变换为较低阻抗的音频输出。Bp403、Bp404、Bp405用来将BG405组态成共源或共集输出。共集输出时的BG405要选择gm较大的品种,例如3DJ(7/8)H等,或相当的国外型号,这样它的电压转换比不会过分地低。


(待续)

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发表于 2021-5-31 09:24:23 | 显示全部楼层
大作,一定要顶。按收信机的标准严格要求的大作。

业余选手认为:这个比分多波段要简单,如果不用数调。

分多波段,用数调可能更简单。

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 楼主| 发表于 2021-5-31 09:18:40 | 显示全部楼层
十.收听感受

  虽然使用了和28A改制机[3]同样结构的电路,但灵敏度不如28A改制机。原因在于第一混频器前没有任何放大,二极管环形混频器最高的效率下插入损耗也有至少6dB,而宽带天线没有任何的谐振品质倍乘保证,故信号进入第一中频滤波器之前和之中一直在衰减,理想的衰减程度是9dB,但实际上完全有可能达到15dB。从收听效果看,灵敏度仅相当于手中已调整好的的其他老收音机,低端的灵敏度略强一些。

  低阻抗天线确实有削减电场干扰的效果,在度盘高端比较明显,普通一次变频机在1MHz以上的电磁干扰很强烈,但用了低阻抗天线的二次变频机则相当安静,虽然有可能是高端灵敏度较低产生的错觉,但在一次变频机中干扰两边的信号完全无法收到,在本机中却能够清晰地调节出来,而且干扰信号变得异常之小,这是一个令我比较兴奋的收获。

  由于高端的频率分布比一次变频机的分布要稀疏,使得高端部分的调谐非常方便,一次机中的混台现象基本消失殆尽。

  在精细调整和屏蔽还算完善的情况下,全频段没有任何叫点产生,这一点也令我比较惊异,或许我无意中选择了一个最好的高中频方案?!

  抬高接收频段以后,第二本振的工作频率也相应提高,按普通短波收音机的做法,频率漂移在本机中比较明显,具体表现在开机后的漂移和温度迅速变化下的漂移,两者都达到了十几KHz,在度盘上表现为一格半调谐标尺分度,这个漂移尺度已经很大了。从实践来看,振荡电感直接采用TTF-1骨架比较容易受温度和振动的双重影响,有必要对这一部分进行结构上的改进。

  直接使用无高放的环形二极管混频器,确实对灵敏度指标产生了巨大的影响,显然使用磁棒的民用接收与使用外接天线的专业接收不能同日而语,因而在DIY领域,二极管环混绝对需要有前置放大,绝不可以照搬专业机的做法。

  下一版将会考虑灵敏度与频率稳定性这两个老问题。虽然问题老,但诱惑力仍然巨大。同时增加高放以后,会不会产生叫点,也是一个很有吸引力的课题。

  整机布局;从左上至右外:

        左上:第一本振;
        左下:第二本振;
        中上:第一混频;
        中下:第二混频;
        右下:第二中频输入级;
        右上:第二中频和检波级;
        右外:低放、音量控制、功放和电源。

       

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十一.参考资料

        [1]Radio Communicatios Receivers, By Cornell Drentea, Copyright @1982 by TAB BOOKS Inc.; p.46
        [2]LC滤波器设计与制作,[日]森 荣二 著
        [3]共集/共漏放大器的应用
        [4]中波统调的数值模拟和统调的升级
        [5]几种双联的统调误差
        [6]Q啊Q啊Q,耿耿于怀的Q...
        [7] 119_高频部.pdf (152.02 KB, 下载次数: 348)
        [8] 120_中频部.pdf (159.12 KB, 下载次数: 299)
        [9] 121_功放部.pdf (138.42 KB, 下载次数: 295)
        [10]低电压晶体管电路,徐业林 编著,人邮版1981;p.75


(结束)

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发表于 2021-5-31 09:14:49 | 显示全部楼层
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 楼主| 发表于 2021-5-31 09:12:35 | 显示全部楼层
七.功放部分

  功放部分与28A改制机[3]相当,恕不多赘述。



八.安装注释

  谐振电路中所有的可调电感器,都要在绕制完成后,尽最大准确度调整好电感量,再焊上主板。

  谐振电路中所有的可调电容器,都要尽最大准确度调节好电容量,再焊上主板。

  首先安装所有接口、电源部分、第一本振;调整好第一本振后,再安装剩余的所有电阻器,其次安装剩余的所有电感器,再其次安装剩余的所有电容器,再再其次安装剩余的所有晶体管。



九.整机统调

  (1)天线接入

        整机零部件安装完成后,天线先不接入,接LCR表调整绕组(c'/c")在磁棒上的位置(注意扣除分布电感,我的表是0.3μH):
               

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        确定电感后用蜡封住定位再接入:
               

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  (2)本振定位

        示波器探针接到第二混频器的本振注入端子TP301上,将度盘指针调到5%标尺位置上:
               

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        调整L701的电感,使频率为8.987MHz:
               

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        将度盘指针调到95%标尺位置上:
               

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        调整C702-2的电容量,使频率为10.085MHz:
               

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  (3)中频细调

        随便接收一个较弱的台,用直流电压表接到检波输出端子TP402监视,从后向前细调各级中周,使电压最高。

        调节IF305,使背景噪声最低(检波输出电压最大)。


  (4)输入统调

        将度盘旋到低端,接收一个较弱的台,例如612KHz,调节L301,使电压表输出最大。

        将度盘旋到高端,接收一个较弱的台,例如1530KHz,调节C302-2,使电压表输出最大。

        返回612KHz,检查L301是否变动,可以再细调一下;再返回1530KHz,验证一下电压输出。基本上这一步重复一两次就可以结束统调了。



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发表于 2021-5-31 09:00:57 | 显示全部楼层
期盼待续

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 楼主| 发表于 2021-5-31 08:59:07 | 显示全部楼层
四.二本振

  二本振的频率范围为8.522MHz~9.620MHz,电路如图:
       

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  R306-C307通向混频三极管的射极,R702-R703形成分压器,用于精细控制混频管的本振注入电平。C706和C707不一定使用,仅用于在特定情况下的频率补偿;若本振输出幅度随频率升高而增加,那么使用几百pF到1nF的C706,并联在R703上;若本振输出幅度随频率升高而降低,则使用十几pF的C707,并联在R702上。

  电路形式与常规电感三点式的射极注入电路相仿,但晶体管采用了结型场效应管3DJ7H,偏置更简洁。在激励适当的情况下,工作电流不超过3mA,频谱见图:
       

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  图中可见相对基波电平,二次谐波幅度约-48dB,三次谐波幅度约-41dB。作为比较,试测了一下手中收音机的常规三极管本振,二次谐波幅度均在-36dB左右。


(待续)

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 楼主| 发表于 2021-5-31 08:54:28 | 显示全部楼层
三.一本振和一混频

  一本振是8MHz的固定频率,由晶体振荡器提供。R204-C205构成简单低通,将二次谐波与基波的电平在原有基础上再拉开(4~6)dB左右,在TP101/TP102端测量到的频谱看,二次谐波从-32dB纯化为-44dB,三次和五次均在-32dB。2N3904担任混频驱动,兼与晶振隔离,电路见图:
       

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  一本振和所有接口首先安装,这样便于测试和调整晶体振荡器:
       

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  在一本振源极上测得的频谱:
       

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  二次谐波是-31dB,指标不佳。通过R204与C205构成的低通滤波器测量,二次谐波一下子降到了-40dB:
       

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  由于信号幅度较低,示波器的频率计数是不正确的,将探头衰减临时从x10改到x1就正常了。

  一混频由四个二极管组成环形接入,我用的是锗二极管1N277。单个管子全导通所需电压为(0.45~0.65)V,实测电压是0.6V,在TP101/TP102两端,示波器显示1.2Vp-p上下,见下图。负载75Ω的情况下,这个驱动电压的功率为+3.8dBm。
       

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发表于 2021-5-31 08:53:00 | 显示全部楼层
longshort 发表于 2021-5-31 08:49
得,您老就别逗我了。这帖子上传难啊,找半天都不知道敏感词在哪里,只好急中生智拍片了......  ...

这论坛也就这样了,其中的古怪不是我等P民所能理解的,入乡随俗吧。

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 楼主| 发表于 2021-5-31 08:43:08 | 显示全部楼层
本帖最后由 longshort 于 2021-5-31 08:47 编辑

二.宽带天线和预选器

  实物形式的宽带天线和预选器是一个整体,磁棒承担天线的作用,磁棒绕组和并联的电容器完成预选器(滤波器)的任务。

  在L-C谐振电路中,谐振的品质因素Qr是中心频率与带宽之比。当中心频率与带宽相当时,Qr下降到接近1的比例,这时候的L-C是一个宽带滤波器。对于中波频段,若标称接收频段是522KHz~1620KHz,那么带宽是1098KHz,中心频率为919.587KHz,或近似为919.6KHz。中心频率与带宽之比是0.83751,或0.84,即Qr=0.84。这是一个通带曲线近似为馒头形状的滤波器,(未知鬼魅作祟导致无法显示,此处略去若干字 ),所以这又是一个宽带的滤波器[2][6]。

   截图00.jpg 由于前级无高放,天线信号直接进入环形二极管组成的第一混频器,因此天线绕组需要以双线并绕的方式平衡接入,故天线电感加倍为43.6μH,谐振电容器值为687pF。见图:

       

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发表于 2021-5-31 08:43:55 | 显示全部楼层
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 楼主| 发表于 2021-5-31 08:49:41 | 显示全部楼层
qzlbwang 发表于 2021-5-31 08:43
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得,您老就别逗我了。这帖子上传难啊,找半天都不知道敏感词在哪里,只好急中生智拍片了......
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发表于 2021-5-31 08:51:14 | 显示全部楼层
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