利用反绕双值线圈的高灵敏度高选择性单回路四波段矿石机

mak1939

                        

有些人认为矿石收音机很简单，再也搞不出什么名堂了。可是近一年来，我浏览了不少国外的网站，发现醉心于研究矿石收音机的仍然大有人在。他们千方百计提高矿石机的灵敏度和选择性，而且不断有新发现。水平之高令我五体投地！                                                                    

                        

在众多矿石机网站里，其中一个网站 “矿石收音机系统： 设计、测量和改良” （ http://www.bentongue.com/xtalset/xtalset.html ）的作者 Ben H. Tongue 是比较著名的。很多喜欢钻研矿石机的无线电爱好者都参考他的理论，试验各种不同的电路。Ben H. Tongue 的网站里现在有 29 篇文章，详尽深入地探讨矿石机的电路和元件。

                                            

现在把他发表的文章之一，“利用新的反绕双值线圈和尖锐选择性调整的高灵敏度高选择性单回路四波段矿石收音机，及测量 L/C 谐振回路无负载 Q 值的方法” （ http://www.bentongue.com/xtalset/26St4bXc/26St4bXS.html ）介绍给各位矿石机爱好者。

                                                        

这台矿石机的电路比较复杂。新颖之处是利用绕线方向相反的线圈串联或并联，把中波分成 4 个波段，藉此解决中波高频端选择性不好的难题。他最初是用 18 号镀银聚四氟乙烯绝缘线做实验的。这里介绍的是这篇文章的第三版（ C 版 ），他改用了优质多股李兹线绕制线圈，效果更为优异。如果您不满足于简单矿石机的性能，想摆脱传统的设计模式而有所创新，这篇文章值得你花点时间阅读。无论我们能不能照样仿造，即使只学习他的新概念和研究方法，相信也可以得益不浅。

                                   

文章看起来也许令你觉得枯燥无味。让我先告诉您一件有趣的事情：为了彻底了解这篇文章的作者在讲什么，好学习他的经验，我硬着头皮看了几遍。发现不少问题实在没办法看明白，只好不耻下问向快要高中毕业的 ABC（ America Born Chinese ）儿子请教。我用无线电名词向他解释，他用英语语法帮我分析句子。有一次他终于爆出一句广州话：“我不知道他要说什么，这个人的英文很差！” 我取笑他：“是人家的英文差，还是你不懂无线电技术？看样子他是个专家，英文不至于太离谱吧？” 儿子反驳：“不是的，真的很差。总是用些奇怪的句法，说话的方式让人很难明白。” 我没有正式上学唸过英文，不知道他的评价是否正确。只好凭一知半解翻译了。好在这是个网络论坛，说错了顶多被骂几句，无伤大雅！翻译不当之处请大家指正。

   

                                                                     

利用新的反绕双值线圈和尖锐选择性调整的高灵敏度高选择性单回路四波段矿石机

及测量 L/C 谐振回路无负载 Q 值的方法

                              

原著：Ben H.Tongue

                                   

摘要：

         

这篇文章介绍一台单回路四波段矿石收音机的“ C 版”。这矿石机有时称为“ Benodyne” 它的意思是“有最高的弱信号灵敏度而在整个广播波段带宽不变”。它的设计原意是在整个广播波段维持带宽不变、有两级选择性调整（正常的或尖锐的 ）和特别为波段高端微弱信号得到低的损耗（ 高灵敏度 ）。在正常的选择性下，保持大约 -3 dB 的高频带宽 5-6 kHz（ 不受信号强度影响）和在整个广播波段具有稳定的高效率的情况下，它试图达到两个目标：（1）对微弱信号取得可能得到的最高灵敏度；（2）对强信号取得可能得到的最大音量。在尖锐的选择性下，保持大约 -3 dB 的高频带宽 2 kHz，但是无可奈何地引入一些额外的插入功率损耗。

           

文中列出以电脑模拟的选择性和插入功率损耗数据，并且和真实的矿石收音机作比较，由此得知检波器是操作在低于还是高于它的 “ 线性–平方律交叉点（ Linear-to-Square Law Crossover point，简称 LSLCP ）”。有关 LSLCP 的讨论请参考我在网页里的文章 15a 。对于一般室外或阁楼天线没有必要使用天线调谐电路。本文提供了“短波鬼影信号” 和“杂乱信号” 的解释以及一些和它们搏斗的建议。和 B 版本用聚四氟乙烯实心绝缘线不一样，C 版的线圈用多股的李兹线绕制，这是制作更高 Q 值和低自感系数线圈的新方法。  

         

“ Benodyne” 调谐线圈还有一些附带的好处：（1）减少在广播波段高端线圈 Q 值急剧下降的问题。通常在整个广播波段只用一个固定数值的线圈时，会发生这种情况。（2）在使用低成本酚醛塑料绝缘的可变电容器，例如普通的 365 pf 电容时，降低调谐电路的 Q 值损失。  

         

“ Benodyne” 调谐线圈用于网站（“矿石收音机系统： 设计、测量和改良” http://www.bentongue.com/xtalset/xtalset.html ）里第 22 和第 26 篇文章所介绍的矿石机。我们设想，这儿两个“ Benodyne” 构成的线圈 （参考本文下面的 “ 反绕式谐振回路线圈” 一节 ） 为广播波段的低频段 520-943 kHz 提供 250 uH 的线圈电感量；为广播波段的高频段 0.943-1.71 MHz 提供 62.5 uH 的线圈电感量。     

      

如果像通常情况那样，整个广播波段从最低到最高频率都只用一个 250 uH 的大电感线圈，所需总调谐电容在 1.71 MHz（ 状态 A ）是 34.7 pF。而在“ Benodyne” 电路，以 62.5 uH 电感用在广播波段高端的时候，则所需总调谐电容在 1.71 MHz （ 状态 B ）是 139 pF。   

      

好处之（1）出现，是因为与 状态 B 相比，在 状态 A 之下， 总调谐电容的大部分来自电感的典型低 Q 分布电容。状态 B 的总电容 Q 值比 状态 A 更高。   

      

好处之（2）出现，是因为普通 365 pf 可变电容用于 250 uH 线圈时在 1.71 MHz 的有效 Q 值大约是 500（ 参考网页里第 24 篇文章的 图-3 ），普通 365 pf 可变电容设定在 139 pF 时的 Q 值大于 1500（ 参考上述网站里第 24 篇文章的 图-5 ），结果在 状态 B，广播波段高端的损耗比较少而得到更好的选择性。     

      

“ Benodyne” 电路用在广播波段高端还有更多好处：高 Q 值减轻了周围高损耗绝缘材料例如底板等的影响。使用高分路调整电容使导致损失的漂移减轻。

     

图1 - 单回路四波段矿石收音机的 C 版

               

这些照片实际上是从网页第 22 篇文章的 B 版改进到本文介绍的 C 版，

         

但是增加了在第 25 篇文章所介绍的放大器。本文没有包括放大器部分。

[ 本帖最后由 mak1939 于 2006-12-16 06:17 编辑 ]

补充内容 (2022-4-2 10:52):
Ben H. Tongue 先生是一位电视工程先驱，于2015年7月4日去世。他的矿石收音机论文集仍然在互联网留存：
https://web.archive.org/web/2014 ... talset/xtalset.html
http://kearman.com/bentongue/xtalset/xtalset.html

mak1939

在大机壳的矿石收音机设计：

• 尝试在整个 AM 广播波段保持选择性相对不变及低插入功率损耗，设计的途径是把中波分割成几个小波段。
• 第一步是把中波分割成两波段：波段 A（ 520-943 kHz ）和波段 B（ 943-1710 kHz ）。采取两级分路感应调谐，在两个波段之间转换。250 uH 电感的线圈用在波段 A ；62.5 uH 电感的线圈用在波段 B。
• 波段 A 进一步分割成两个分波段：第 1 波段（ 520-700 kHz ）和第 2 波段（ 700-943 kHz ）。 波段 B 也进一步分割成两个分波段：第 3 波段（ 943-1270 kHz ）和第 4 波段（ 1270-1710 kHz ）。
• 在“正常选择性模式” ，在调谐电路顶部（ 在图 5 的“A”点 ）测量的两个不同高频谐振阻抗标准，是应用于两个分波段的中间。在第 1 和第 3 分波段中间，这阻抗标准大概是 125 kΩ；在第 2 和第 4 分波段中间，是 250 kΩ（ 除了所用元件的阻抗损失 ）。这些阻抗数值等于高频天地线系统阻抗和二极管输入高频阻抗的并联组合。在设计的带宽内这两个阻抗应该相等，以获得最少的插入功率损耗。这就是说在 “A” 点，第 1 和第 3 分波段的高频天地线系统阻抗和二极管输入高频阻抗各为 250 kΩ，而第 2 和第 4 分波段是 500 kΩ。两个不同的高频天地线系统阻抗数值经由适当调整与天线串联的可变电容器（ 图 5 的 C7 ）而获得。第 2 和第 4 分波段比较高的二极管高频回路负载阻抗数值，是由二极管接在线圈从地线端算起 70% 的抽头上而获得。第 1 和第 3 分波段则不接抽头，而是接在高频回路的顶部。在“尖锐选择性模式” ，二极管接在“正常选择性模式” 所用抽头位置向下一半圈数的抽头。
• 二极管检波器的弱信号高频输入和音频输出阻抗近似于相等，是 0.026*n/Is Ω（ Is 是二极管的饱和电流，其定义参考网页里第 00 号文章的第 4 部分 ）。二极管检波器的强信号音频输出阻抗近似于它的高频阻抗来源的两倍。选用折衷的音频阻抗转换比，使强、弱两种信号都有比较好的表现。
• 这设计是可以升级的。廉价的元件可能造成稍微大的损耗，虽然可以使用，但是对灵敏度和选择性有些坏影响，尤其是在广播波段高频端用“尖锐选择性模式”的时候。请参考零件表，寻找可以代替用于原始设计的一些容易找到和比较便宜的零件。

设计目标：

• 高频调谐电路相对不变的高频功率损耗低于 3 dB 时，在正常选择性模式，从 520 到 1710 kHz 整个范围保持 -3 dB 的带宽为 5-6 kHz。
• 用开关调节使尖锐的选择性达到正常模式的 3 倍。
• 外接天、地线系统有相当广阔范围的阻抗变化，达到最理想的性能。
• 提供易于使用的开关设计，以便于把试验的二极管和标准二极管比较。
• 提供每级 15 dB 的 45 dB 音量控制而尽可能不影响调谐。这是设计组成的一部分，因为两个距离只有 10 英里的 50 kW 本地强力电台 WABC 和 WOR 通过我的阁楼天线从 Sound Powered 耳机发出令人非常不舒服的强大输出。要求降低音量的方法不会使所需要的选择性下降。这个降低音量的方法实际上还使调谐电路与天、地线阻抗隔离而增强了选择性。
• 对于我来说，引入制作低自感应高 Q 值线圈的新方法。

（1）原理

               

                     

图 2 – 单回路电路

                  

               

图 2 所显示简单的单回路电路的频率响应形态，可以作为单回路矿石收音机标准响应的典型。考虑下面这些因素：

• 如果 Lt 和 Ct 没有损失（ 无限大的 Q ），当 Rs 等于 Rl 的时候插入功率损耗（ insertion power loss ）是零。这种状态叫做“ 阻抗匹配”。信号源（ Vs, Rs ） 面向调谐电路，看到一个等于它本身的阻抗数值（ Rl ） 。负载（ Rl ）面向信号源也看到一个等于它本身的阻抗数值（ Rs ） 。在实际情况下，Lt 和 Ct 存在有限的损耗。这种损耗可以表现为一个附加的阻抗 Rt （在图中没有显示）在调谐电路上旁路。于是从 Vs 和 Rs 所看到的输入阻抗是 Rt 和 Rl 并联的组合，数值低于 Rs。从 Vs 和 Rs 所看到的无限大 Q 值时的理想阻抗匹配被破坏了。在信号源和调谐电路之间加入一个阻抗变换设备可以恢复阻抗匹配的状态。
• 在图 2，如果能够使 Ct 固定不变而只用 Lt 调谐，频带宽度将会是不变的。问题是没有电感变化比值为 11：1 而能够覆盖 520 至 1710 kHz 的高 Q 值可变电感。另一方面，调整电容量变化为 11：1 的 Ct 可以覆盖中波段，但是有两个缺点：（1） -3dB 的带宽将会从 520 到 1740 kHz 以 1:11 的比率改变。（2）在实际情况下，如果设定广播波段低端带宽为 6 kHz，而试图在天线上串联一个电容器使在 1710 kHz 的带宽变窄，插入功率损耗将会变得很大。
• 在这里采取的折衷办法是设计两个电感量数值为 4:1 的线圈，用开关在两个线圈之间转换。高电感线圈用在广播波段的低半段，低电感线圈用在广播波段的高半段，在两个“ 半波段 ” 内再分别以电容调谐。与同样直径和线径但是圈数较少的单个线圈比较，这种分开使用两个线圈的新方法，使低电感线圈用在广播段高端时其 Q 值能够提高很多。这个方法是用两个线圈紧密耦合并且位于同一轴线，它们串联的时候得到高电感量，并联的时候得到低电感量。低电感的数值只是高电感值的 1/4，如果不考虑线圈的分布电容，它们在 1 MHz 的 Q 值相等。据我所知到目前为止，创新之处在于：利用高电感量线圈全部长度的导线和占用相同的体积，但是得到 1/4 的电感，并且得到在相同频率下和高电感线圈相等的 Q 值。请参考下面第 4 表。
• 高、低两个“ 半波段” 再各自进一步一分为二，变成四个分波段（ 1, 2, 3 和 4 ）。如果不是这样做，我们将会面对在每一个波段内频带宽度有 1:3.3 的变化。再细分的波段是：第 1 波段（ 520-700 kHz ），第 2 波段（ 700-943 kHz ），第 3 波段（ 943-1270 kHz ），第 4 波段（ 1270-1710 kHz ）。每一个分波段内的频带宽度变化应该是 1:1.8。与用于第 1 和 3 分波段的数值比较，通过提升第 2 和 4 分波段的天、地线系统以及二极管在调谐电路的负载阻抗这两个因素，使四个分波段中间的频带宽度近似相等。

（2）四个分波段中央的设计方法

            

图 3a 和 图 3b      

图 3a 左边是天线的电压源等效电路，图3b 左边是天线的电流源等效电路   

两图的右边是矿石收音机的简化电路，箭头所指是接音频负载的方向

图 3a 是在 Terman 所著的无线电工程师手册里，模拟广播波段一个典型的户外长天线-地线系统所绘制的简化天线标准虚拟电路。 R1 = 25 Ω, C1 = 200 pF 和 L1 = 20 uH。 有关如何测量天-地线系统的电阻和电容的资料，请参考我在上述网站的第 20 号文章。这些数据用于设计这个矿石收音机。R1 代表天-地线系统的电阻，C1 代表水平线和引入线的对地电容，L1 代表天-地线系统的串联电感。

               

在 图-3a 的 R1, C1 和 L1 数值被认为是与频率无关。对于它们可能随频率变化的范围，图-4 里面的 C7 和 C8 可以作补偿调整。图-3b 是天-地线系统的电流源等效电路。对于近似值的第一个数字，图-3b 里的 C2 与频率无关。R2 将会近似的随频率相反地变化。因为 L2 的数值比较大，除非天、地线系统接近基本谐振频率，我们将不考虑它的影响。设计的方法是在 图-3a 的天线电路串联一个可变电容器 C3，使天-地线电路能够变换阻抗，和 图-3b 的并联 RC 相等。改变 C3 的数值就可以调整电阻成分（ R component ），得到想要的对频率相关的变化。设计的目标之一是对频率而言，尽可能保持恒定不变的频带宽度。如果在四个分波段都用电容调谐（为了保持恒定的带宽，有负载的 Q 值对频率必须均衡 ），这就要求上述的等效并联成分 R2 随着频率的平方按比例改变。并联在线圈两端的可变电容器是用来调整电路的谐振频率。这个设计试图在每一个分波段的中央实现此目标。在波段两端的性能也相差不多。

（3）单回路矿石收音机

如下面图 4 所示，单回路电路在每一个分波段的布局是不同的。

   

        

图 4 - a,b,c,d

        

a,b,c,d 分别是分波段 1，2，3，4 的电路布局。

        

各图所示的二极管（ Diode ）连接点是设在“正常选择性模式”

      
      

来自天线负载的谐振高频阻抗，其数值在 C8 顶部（ 图 4 ） 是有计划地设定为：在分波段 1 和 3 的中央是 250 kΩ，在分波段 2 和 4 的中央是 500 kΩ。由于对分波段 2 和 4，二极管是接在 0.7 电压点的抽头上，当谐振的时候它看到的信号源阻抗数值在分波段 1 和 3 是 125 kΩ，在分波段 2 和 4 是 250 kΩ。这些数字适用于调谐电路元件为零损耗（即 Q 值无限大）的理想状态。一个有恒定电阻性负载的并接电容调谐矿石机，它的频带宽度将会随频率的平方值变化。要知道为什么，可以这样考虑：当有固定并联阻抗负载的调谐电路的谐振频率提高时（减少电路的总调整电容），并联电抗按比例增加，使电路的 Q 值相应降低。但是，如果频带宽度要保持恒定，就需要相应的更高的 Q 值。因此是平方关系。

            

实际上我们面对着两个问题：（1）元件 Q 值是有限的，我们应该如何应付这个事实？（2）在高信号电平状态（ 高于 LSLCP ），从二极管表现出来，到调谐电路的高频负载大约是音频负载阻抗的 1/2；在低信号电平状态（ 低于 LSLCP ），从二极管表现出来的高频负载大约是 0.026*n/Is Ω。为了解决的这两个问题，要采用折衷的方法。

图 5 – 单回路 4 波段矿石机（ C 版 ）电路图

[ 本帖最后由 mak1939 于 2006-12-15 22:23 编辑 ]

mak1939

           
        
零件表 – 全部零件是为了 5-6 kHz -3 dB 高频带宽的可能最高灵敏度而选择
                        
• C1, C3：  200 pF NPO 陶瓷电容
• C2： 100 pF NPO 陶瓷电容
• C4, C6：  270 pF 陶瓷电容
• C5：  18 pF NPO 陶瓷电容
• ** C7（ 天线电容 ）， C8（ 调谐电路电容 ）： 12-475 pF 单连可变电容，定片陶瓷绝缘，镀银金属片。其他电容器也可以使用，但是酚醛塑料绝缘的将会使调谐电路的 Q 值降低，特别是在第 4 分波段的高频端。可变电容配用 8:1 比值, 0-100 的校准标尺刻度盘。C7 需要连接一条绝缘的联接轴，以消除手的人体电容影响，这很重要。为了得到最大限度的灵敏度和选择性， C7 要用特别的方法安放，使它的定片对地杂散电容减至最低。关于安置 C7 的资料请参考本文第 11 节。本设计所用的可变电容器可能不容易找到，大部分其他陶瓷绝缘的电容应该都能很好工作。 注意： 如果两个可变电容的质量不同，C8 应该选用最好的电容，因为对于这个矿石机因 Q 值下降而影响灵敏度的程度，C7 比 C8 少些。
• C9:  47 pF 陶瓷电容
• C10:  0.1 to 0.22 uF 电容
• C11:  大约 1.0 uF 无极性电容，当使用 RCA、Western Electric 或 U. S. Instruments 的 Sound Powered 耳机，把它们的两个 600 Ω 元件串联的时候，这是适当的数值。最佳数值要由试验决定。如果把两个 600 Ω 的 Sound Powered 元件并联成 300 Ω，C11 应该是 4 uF，并且要改变输出变压器的配置。
• ** L1，L2，L3，L4 和 L5： 参考下面的 “ 调谐电路线圈”
• ** SW1, SW2 和 SW6:  两刀两擲低损耗的通用滑动开关
• ** SW3 （ 转换波段 A 和 B ）:  两刀五擲陶瓷绝缘旋转开关，当作两刀两擲开关使用。为了降低损耗，必须是陶瓷绝缘。
• ** SW4 ( 选择分波段及变换“正常或尖锐选择性模式” )：单刀五擲陶瓷绝缘旋转开关。为了降低损耗，必须是陶瓷绝缘。
• ** SW5:  小型滑动开关，低接触电阻和电介质损耗，但价钱比较贵。其他滑动开关也可以使用，但是可能降低调谐电路的 Q 值。
• T1, T2:  Calrad #45-700 型音频变压器。如果用 300 Ω 耳机，请参考下面的 “音频阻抗转换”
• R3： （ 调整在二极管的电阻性负载 ）： 1 MΩ 电位器，宜选用线性变化类型
• 底板： 面积 12 x 11-1/8 英寸，厚 3/4 英寸
• 面板： 厚 0.1 英寸高冲压苯乙烯（ high-impact styrene ）板。其他材料可以使用。苯乙烯是我能够找到的损耗最低的实用材料。

** 为了降低成本，以下的零件可以代用：它们会在广播波段的高端导致性能下降，尤其是第 4 分波段选用 “ 尖锐选择性” 模式的时候。在频率较低的分波段及选用“ 正常选择性” 模式的时候，性能下降少得多。

• 小型的 365 pF 空气式陶瓷绝缘可变电容器可以用作 C7 和 C8。它们的 365 pF 最大电容量不够大，在 A 和 B 波段低端不能达到原设计的低频范围，特别是使用短天线的时候。为了能够调谐到这些低频率，可以用开关把一个 220 pF 的 NPO（ 有时称为 COG ）圆片电容并联在 C7 和 C8 两端。
• SW5 可以用便宜得多的其他牌子的开关代替。请参考我的网站里第 24 号文章，对这些开关作一比较。
• SW3 和 SW4 可以用塑料绝缘的旋转开关。

注： 以上零件在原文里列出很多牌子的产品，在国内可能找不到，从略。

矿石机的接线：

C8 的定片和动片接线端标志为 A 和 B（ 在 图-5，C8 的动片应为 B 点，但在图中没有标示 ），连接到这两点的全部接线应该短和直接。目的是把可能以其他方式产生的 FM 和短波的虚假谐振减到最低。这个方法尽量消除和 C8 有关的接线电感，尽量把可能出现的高频虚假响应旁路。更多有关这个题目的资料在本文第 8 段的结尾介绍。

     

反绕式谐振回路线圈：

   

L1， L2， L3， L4 和 L5 全部是调谐电路的组成部分。它们用 660 条 46 号导线组成的李兹线绕制。由于线圈管长度不够，不允许间绕，而且为保持足够电感量，间绕将需要额外的圈数。

         

L1 是 13 圈，L2 是 3.125 圈，L3 是 8.875 圈，全部密绕。可以看成是一个 25 圈的 组合电感线圈 #L（1，2，3），有两个抽头。

           

L4 是 7.25 圈，L5 是 17.75 圈，两线圈密绕。可以看成是一个 25 圈的 组合电感线圈 #L（4，5），有一个抽头。

           

从矿石机前面看，在线圈筒中央向右 0.06 英寸的位置开始，顺时针方向地（从矿石机右边看）绕电感线圈 #L（1，2，3）里面的 L1，并且从头到尾继续绕完 L2 和 L3，在距离线圈筒最右边大约 0.25 英寸的位置结束。

         

从矿石机前面看，在线圈筒中央向左 0.06 英寸的位置开始，顺时针方向地（从矿石机右边看）绕电感线圈 #L（4，5）里面的 L4，并且从头到尾继续绕完 L5，在距离线圈筒最左边大约 0.25 英寸的位置结束。

        

为了使读者更清楚线圈的布局，译者加入这幅插图

         

图中： L1–L5 下面的数字是每个线圈的圈数，箭头所指是绕线方向

           

线圈的热端是指连接靠近可变电容器定片的一端，冷端是靠近动片（接地）的一端

当你观察一个完整的反绕电感线圈（ Contra-wound Inductor ）的时候，可以看到两个组合电感线圈 #L（1，2，3）和 #L（4，5）是向相反的方向绕线的。

        

注：全部线圈的尺寸是从旋转中心到旋转中心量度。有关“反绕电感线圈” 及其应用的短小论文，请参考我的网站里第 00 号文章的第 12 节（在本文后面有中文翻译）。

      

以下是采用这种绕线方案的原因：从图-4 可以看到，这台矿石机设计连接两个组合电感线圈 #L（1，2，3）和 #L（4，5） 的时候，在广播波段的下半段是串联，在上半段是并联。如果像以前在第 22 号文章介绍的矿石机所做的一样，两个线圈从热点到冷点的绕线方向相同，分布电容在串联的时候将会比较低（ 约 7.7 pF ）而在并联的时候则比较大（ 约 21 pF ），主要原因是组合电感线圈 #L（1，2，3）的终结点（ 接地端 ）的位置靠近组合电感线圈 #L（4，5）的开始点（ 热端）。这样就降低了广播波段高频端的 Q 值。如果两个线圈是我称之为 “反绕，Contra-wound” 的方式，则较低的分布电容出现在并联，而不是在串联状态，其结果是在 943 kHz 的 Q 值提高大约 17%，在广播波段的高频端提高得更多。

      

线圈筒的材料是高冲压苯乙烯（ high-impact styrene ），外直径 = 4.5 英寸, 内直径 = 4.22 英寸，长度 = 3.625 英寸。PVC 塑料管也可以用，但是它的电介质损耗是苯乙烯的 4 至 5 倍，将会使线圈 Q 值降低，尤其是在广播波段的高频端。

      

L1 和 L4 的开始（ 热端 ）是粘贴在在线圈筒上，穿过两个 0.25 英寸直径，在圆周的方向相距 0.5 英寸的小孔，并且用 0.5 英寸宽的薄膜带子固定在线圈筒内部。L3 和 L5 的终端（ 冷端 ）是穿过两个 0.125 英寸直径，在圆周的方向相距 0.5 英寸的小孔，用上面同样方法固定。三个 0.125 英寸直径，在圆周的方向相距 0.5 英寸的小孔是用来抽出线圈的抽头。在 图-6 里，红线代表李兹线，黄色的弧形代表线圈筒的横切面和穿线的 0.25 和 0.125 英寸直径的小孔。

        

图 6 – 抽头和终端绕线的方法

        

左图是抽头方法，右图是粘贴线圈两头引线的方法

         

用薄膜带子固定导线在箭头所指线圈筒内缘

            

图 7 -  线圈支架

     

左图是 0.063 英寸厚的铝片做成的两个支架，把线圈安装在基板上

      

右图是和面板同样的 0.10 英寸厚的高冲压苯乙烯做成板，是使线圈和铝支架隔开的支持板

绕谐振电路线圈的时候，先截取五条 660/46 的李兹线：L1: 16 英尺 9 英寸,  L2: 4 英尺 3 英寸,  L3: 11 英尺 10 英寸,  L4: 9英尺 11 英寸， L5: 22 英尺 5 英寸。这些长度已经提供头尾各 9 英寸引线。每条线的两端要焊锡防止多股线散开和方便绕线圈。用一支小的 Weller WC-100 型或类似的调温烙铁，调整到最高温度（真正的热！）上锡。方法是把线压在桌子上固定不动伸出约 2 英寸，然后用很热的烙铁尖端加热多股线的末端，并且放入少量焊锡。当热量传入李兹线内使绝缘漆烧掉或熔化时，更多焊锡渗入里面和包围线头，便得到约 0.25 英寸的实心线头。如果不想烙铁熔化线头之后的绝缘材料使李兹线变得僵硬，可以像 John Davidson 建议的，在上锡之前用锡箔包裹线头之后约 0.375 英寸的李兹线，让锡箔作为散热器保持绝缘材料冷却。不过我还没有试过这种方法。

      

从线圈筒中央的纵向切面，L1 和 L4 开始的线头应该左右相距 0.06 英寸。可以扳一条 0.25 英寸直径的塑料汽水吸管在线圈筒中央，使导线保持在近似位置。逐渐地使导线进一步分开，直到绕完第一圈，然后密绕其余的绕组。






[ 本帖最后由 mak1939 于 2006-12-15 22:41 编辑 ]

mak1939

表-1：L1, L2，L3, L4 和 L5 的开始、抽头和结束各点的纵向位置

线圈	开始点–从中央向左或右的英寸数	结束点–从中央向左或右的英寸数
L1	0.058 右	0.81 右
L2	0.81 右	0.99 右
L3	0.99 右	1.50 右
L4	0.058 左	0.48 左
L5	0.48 左	1.50 左

线圈绕好之后，应该有 10 条引出线。下一步是把线圈整理好，调整 L1 和 L4 开始端（ 热端 ）之间的距离为 0.12 英寸并整理它们的一圈锥形。在 L3 和 L5 的结束端（ 冷端 ），移动剩余的空间稍微调整最后几圈的线间距离。然后给线圈轻喷一次透明的“ Krylon” 丙烯酸清漆，以透明的专业高光泽漆被覆使线圈固定好。L1 的尾端直到 L5 的开始端应该剪到 0.5 英寸长，分别连接构成各线圈的抽头，如 图-6所示上锡和焊接在一起。然后把连接到各开关的接线焊接在抽头上。按照 图- 1 所示安装线圈筒，它的轴线应该和面板平行，它的中心离开面板约 6.50 英寸及保持水平。

   

     

调谐电路线圈用不同的线圈筒直径、轴向绕组长度、导线直径或线间距离时的规格：

     

（1） 从 A 点到地的调谐电路总电感，当 SW3 在开关位置 1 时应该是 250 uH，在开关位置 2 时是 62.5 uH。最适宜的圈数划分是： L1 应占 L1、L2、L3、L4 和 L5 总圈数的 26.1%，L2 占 6.15%，L3 占 17.75%，L4 占 14.5%，L5 占 35.5%。为了使分波段 3 和 4 得到最高的 Q 值，最重要的是使 L1、L2 和 L3 的总圈数等于 L4 和 L5 的总圈数。当 SW3 设定在开关位置 2（在分波段 1 和 3，正常选择性模式 ），给 L1 和 L2 的数值是折衷的。在那个位置，它们把用相同至地圈数所引起的误差减到最少。请参考 表-2。

   

（2） 有必要使线圈头尾两端放置在线圈筒最接近面板那一半的位置。从面板看过去，这样将避免各抽头处于线圈的远端，因而防止了接线太长的问题。

     

（3） 由于与原设计不是完全一致，权衡第 1、2 点的要求，可能需要做一些实验。

二极管：

   

使用一个 n = 1.03 和在 25°C 时饱和电流 Is = 106 nA 的二极管可以使本设计得到最佳效果，虽然这不是临界值，而且其它二极管也可以得到非常好的结果。有关二极管参数 n 和 Is 及其测量方法的资料，请参考我网站里编号 0、4 和 16 的文章。如果你有特别喜欢的二极管，也许使用文章编号 9 中介绍的“ 二极管偏压盒” 施加直流偏压可以改变它的有效 Is 。

   

应用在这台矿石机的一种极好的二极管是 20 多年前 ITT 公司制造的 FO-215 锗二极管（参考我的网页编号 27 的文章）。

      

另一种相配的二极管，发表的参数 Is = 100 nA 的肖特基二极管（ Schottky diode ）是 Agilent 公司的 HBAT-5400。它是原来设计用于瞬时抑制的表面安装体。测量很多 HBAT-5400 的结果显示它们有两种，一种大约是 n = 1.03 和 Is = 80 nA ；另一种看来是 n = 1.16 和 Is = 150 nA 。两种都工作得不错，但是前者比较好。这种零件是 SOT-23 或 SO-323 封装形式，可以焊接在表面焊接的电路板上，很容易安装到电路中。

   

Agilent 公司的 HSMS-2860 微波二极管（ Is = 50 nA ）有一个或三个独立二极管，分别以 SO-323 和 SO-363 形式封装。三个二极管一组的 Agilent 编号是 HSMS-286L，我发现它用在这台矿石机做远距离接收 （ DX ）特别好。由于可以只用其中一个（ 不用的部分短路 ），或者把两、三个并联，它是个很便于使用的元件。这让你可以选择标称饱和电流为 50、100 或 150 nA 。我曾经测试过这种元件的样品是每个二极管 35 nA，而不是 50 nA 。我不清楚标准产品的变化。如今我所知它的唯一缺点是反向击穿电压（ reverse breakdown voltage ）比较低，接收很强的电台时可能导致失真和低音量。像大部分肖特基二极管一样，和锗二极管相比的优点是具有低得多的过度的反向泄漏电流（ reverse leakage current ）。这对弱电台的音量和选择性有帮助。

   

Infineon 公司以几种不同的小型表面焊接封装形式制造 BAT62 肖特基二极管。单个 BAT62 体积最大容易处理。它的标称 Is 大约是 100 nA ，表现相当好。

   

虽然通常难以察觉它们的区别，在接收弱信号、应该加反向偏压或者为了得到最好成绩而冷却的情况下，大部分锗二极管具有太高的饱和电流。请参考我的网站编号为 17A 的文章。

   

不同类型的二极管可以接在标志着 Diode #1 和 Diode #2 的接线端子，利用开关 SW5 任选一个。选择一个二极管，另一个就被短路。这种方法便于把你特别喜欢的二极管和一个要测试的进行比较。另一用途是分别放置一个最佳的 DX 二极管和一个在高反向电压具有很低反向泄漏电流的二极管。这样就可以对强信号获得最大音量和最少音频失真。

   

在这台矿石机上，最好是在 Diode #1 放置相应的低饱和电流二极管，例如 3、4 个并联的 Agilent HSMS-2820 或 HSMS-2860 二极管，在弱信号时得到高选择性和灵敏度；在 Diode #2 放置一个 Agilent HBAT-5400 或者较低饱和电流的锗二极管，在强信号时得到低失真和最大音量。如果你想在任何矿石机得到最好的弱信号灵敏度，不要把两个二极管串联。两个相同二极管串联的结果是等于一个有相同 Is ,但是有其中一个的双倍 n 值的二极管，它只会降低弱信号的灵敏度。

  

  

音频阻抗变换：

  

音频变压器提供从二极管检波器的音频输出阻抗到串联连接成的 1.2 kΩ Sound Powered 耳机。如果希望用两个 600 Ω 元件并联成 300 Ω 的 Sound Powered 耳机代替串联的方式，则 100 K–100 Ω 的 T3/AM20 型低损耗变压器是很好的选择。在我的网页第 5 号文章里，有关 Calrad 牌变压器 表-7 第 2 行（ Table 7，Line #2 ）所示的两个 Calrad 变压器的配置也是很好的选择。C11、变压器的并联电感和 Sound Powered 耳机的电感构成一个高通滤波器，希望能使频率响应平直到 300 Hz。R3 是用来调整二极管负载的直流电阻，使它与变压器输入阻抗相等，从而尽量降低极强信号的音频失真。C10 是音频旁路电容。

  

  

两个可变电容器 C7 和 C8：

  

C7 和 C8 在接收一个电台的时候充分地互相影响。C7 主要是控制选择性，而 C7 和 C8 一起控制谐振频率。减少 C7 的电容量将会增强选择性。如果天线–地线系统的阻抗大于 25 Ω，C7 就要转到电容量最小的位置以求在 图-5 的 A 点维持适当的谐振阻抗。如果天线–地线系统的电容大于 200 pF，C7 也要转到比 200 pF 更低的位置。如果 C7 的最大电容还不足以在分波段低端给予足够的频带宽度，可以并联一个 330 pF 的 NPO 陶瓷电容。用短天线的时候天线–地线系统的电容太小，这样做是有必要的。

  

  

由 SW1 和 SW2 控制的电容性衰减器：

   

它们用于音量和选择性控制，目标是当天线–地线系统的等效电路具有与测试广播波段接收机的旧 IRE 简化模拟天线相同的数值时，要求它对调谐电路的失谐影响降到最低。它由一系列 200 pF 电容、 20 uH 电感 和 25 Ω 电阻组成。电容和电感的电抗总平均值在 520 和 1710 kHz 是 605 Ω。这是一个 279 pF 电容（电容性衰减器的典型电容）在 943 kHz 的电抗，520-1710 kHz 广播波段的平均值。这个电容性衰减器是利用“无线电工程师参考资料” 这本书里面的 500 Ω 电阻 π 衰减器数值表，为特定的衰减数值（15 和 30 dB）而设计。15 和 30 dB 电容性衰减器的电阻数值是规格化至 605 Ω，然后电容性衰减器的电容数值是计算到在 943 kHz ，等于相应的电容性衰减器并联或串联阻抗数值。由于电容性衰减器接入电路之后，使天线–地线系统的阻抗从调谐电路隔离，选择性得以提高。如果你自己的天线–地线系统在 943 kHz 的等效电路串联电容是 200 pF，实际上不需要重新调整。

   

如果你自己的天线–地线系统的等效 L 和 C，与用于此设计的 IRE 简化模拟天线相差很远，你可以把用在电容性衰减器的电容数值规格化去配合你的天线–地线系统。测量天线–地线系统参数的方法在我的网站第 20 号文章里说明。

[ 本帖最后由 mak1939 于 2006-12-15 22:58 编辑 ]

mak1939

表-2：在 C 版各开关的功能

SW1	15 dB 音量控制的“电容性”衰减器，按下则使输入衰减 15 dB
SW2	30 dB 音量控制的“电容性”衰减器，按下则使输入衰减 30 dB
SW3	510-943 kHz – 波段 A （ 分波段 1 和 2 ） - 开关位置 1 943-1710 kHz – 波段 B （ 分波段 3 和 4 ） - 开关位置 2
SW4	520-700 kHz - 波段 A, 分波段 1.  正常选择性: 开关位置 2,  尖锐选择性: 开关位置 3 700-943 kHz - 波段 A, 分波段 2.  正常选择性: 开关位置 5,  尖锐选择性: 开关位置 4 943-1270 kHz - 波段 B, 分波段 3.  正常选择性: 开关位置 2,  尖锐选择性: 开关位置 1 1270-1710 kHz - 波段 B, 分波段 4.  正常选择性: 开关位置 4,  尖锐选择性: 开关位置 5
SW5	选择第 1 或第 2 个二极管
SW6	按向下的位置为正常操作，使用 1.2 kΩ 耳机，需要用外接音频变压器配合其他阻抗的耳机时，开关拨到向上的位置使机内音频变压器断开

   
   

（4）调整矿石机至精确的频率
  

C8 是主要的调谐控制器。 C7 配合天线–地线系统的电容把选择性调整到预定的数值。它也在相当程度上对调谐频率有交互作用。如 表-5 所示，有两种方法去调谐一个已知频率的电台，将会得到很接近规范的选择性。第一种方法需要知道 C8 电容量和它的刻度盘的对应关系。第二种方法要求 C8 装配一个旋钮，它要在旋转 180 度范围时有 0-100的线性刻度，而且在最大电容量的位置读数是零。要用这个方法，C8 必须如上述元件列表所指定的一样，或精确地相等。

• 为了调整到一个指定的频率，从 图-8 读取 C8 必需的电容量，并且把 C8 调整到这个数值。再调整 C7 到电台出现。或者：
  
  
• 为了调整到一个指定的频率，从 图-9 读取 C8 必需的刻度盘度数，并且把 C8 调整到这个数值。再调整 C7 到电台出现。

这是假定调谐电路的电感具有 250 和 62.5 uH 电感量，而且如上述说明反绕（ contra-wound ）。当然，可以用不同的电感数值制作一台好矿石机，但是在图-8 和 图-9 的曲线图就要改变。这也假定在使用 图-8 或 图-9 的时候，所用天线–地线系统的阻抗等于标准的模拟天线。

图 8 – C8 电容量对频率的设计

横坐标是以 MHz 为单位的频率, 纵坐标是以 pF 为单位的 C8 电容量



图 9 – 应用元件列表指定的可变电容器时，C8 的刻度盘度数和频率的关系

横坐标是以 MHz 为单位的频率, 纵坐标是 C8 刻度盘度数

   
   
调谐的另一个方法是：从 表-3 估计调谐到指定电台时 C7 和 C8 所需的刻度盘度数，然后 C7 和 C8 可以一起转到较高或较低度数，直到实际上电台出现。。如果想得到更好的选择性，就减少 C7 的电容再重新调整 C8。如果音量太小，可以尝试逐步提升 C7 和减低 C8。

表-3：刻度盘位置设定与调谐频率（KHz）的对应关系

（C7 和 C8 分别转到相同的刻度盘度数，SW1和 SW2 设在 0 和 30dB）

  

刻度盘位置设定-->	0	10	20	30	40	50	60	70	80	90	100
开关设定：分波段 1    正常选择性模式	386	423	482	560	650	776	867	994	1176	1394	1606
开关设定：分波段 2    正常选择性模式	387	424	484	562	658	765	881	1015	1171	1389	1581
开关设定：分波段 3    正常选择性模式	765	835	951	1096	1268	1466	1681	1921	2192	2565	2881
开关设定：分波段 4    正常选择性模式	773	839	950	1104	1278	1485	1708	1953	2241	2650	2987

        


   
      



[ 本帖最后由 mak1939 于 2008-6-6 08:49 编辑 ]

mak1939

（5） 若 SW4 用“尖锐选择性”模式，如何在灵敏度损失相应较少时改良选择性

• 减少 C7 的数值和重新调整 C8 总是可以增强选择性。如果两个电容性衰减器是在电路之内，转换一个进入电路，将会增强选择性。
• 换用 Is 数值比 HBAT5400 更低的二极管，例如 Agilent 公司的 5082-2835 或HSMS-2820，可以增强选择性。在二极管偏压 （ Diode Bias ）接头加入一个直流偏压能够精细地调整性能。我的网站第 9号文章介绍的偏压盒子（ Bias Box）在这里很有用。你可以通过调整二极管偏压取得较少的音频失真和降低选择性，或者使二极管偏置向它的相反方向而得到比较好的选择性，但是牺牲一点音质。
• 试验让开关 SW4 把二极管转到比 表-2 指定的位置更低的线圈抽头。

（6）调谐回路线圈的“环形天线作用”及在搜索远距离电台时如何利用它消除本地强台的干扰
   

利用调谐回路线圈的“环形天线作用” ，旋转矿石机到它的线圈与本地强台垂直的方向，在正确的角度可以有效地减少来自本地强力电台的干扰。

   

   

（7） 使二极管在“ 线性–平方律交叉点 ”工作必需得到多强的电台功率？
   

这个系列里很多文章谈论有关“ 线性–平方律交叉点（ Linear-to-Square Law Crossover point，简称 LSLCP ）” 的问题。请牢记：LSLCP 是二极管检波器系统的直流输出功率对高频输入功率在曲线图上的一个点。它不是二极管直流电流对电压在曲线图上的一个点。当检波器输人一个信号并工作在它的线性–平方律交叉点的时候，有两件关于它的事可以说明：（1）适度增加信号功率将会使检波器移入充分地线性运作的区域 (2) 类似的适度减少信号功率将会使检波器移入充分地平方律运作的区域，在那个区域，输入功率 减少 1 dB ，输出功率就会 减少 2 dB 。

     

如果在二极管偏压接头（ Diode DC V ）调整直流电压至大约 75 mV，本文介绍的矿石收音机将会运作在它的线性–平方律交叉点。这是假定所使用二极管的 Is = 106 nA ，理想因数是 1.03 （ 例如经过挑选的 Agilent 牌的 HBAT5400 或 Infineon 牌的 BAT62 ），以及 R3 设定在 355 kΩ。所获得的音量通常是低至中等，在使用 Sound Power 耳机的时候是容易听到的水平。

   

   

（8）短波鬼影信号，背景杂乱信号和虚假的 FM 接收
   

实际上全部单回路矿石收音机都可以看成是双回路（ 除了单回路环状天线的接收机 ）。从谐振出现的第二个响应最高峰是在天线-地线系统的等效电感和它看到的阻抗之间，在本机的情况下，是电容器 C7 和 C8 的串联组合。这个最高峰通常出现在广播波段的频率之上，如果一个短波电台的频率接近这个最高峰值的频率，就增加了所谓“短波鬼影” 强信号干扰的可能性。如果天线-地线系统的电感降低，对这个“鬼影”频率的响应可以稍微减弱和转移到更高频率。你可以用多条隔开的导线做地线的引入线以降低它的电感。我用的是一段电视的 300 Ω 平行引入线，两条导线为此目的并联。平顶天线用比较粗的导线或分隔的并联多股线对降低天线-地线系统的电感有好处。如果和地线的引线比较，天线的引线较长，就用多股、并联、隔离的导线降低它的电感（类似于使用“笼形”导线 ）。

   

实际上造成“鬼影”信号接收的另一个可能，是所谓的“单回路电路”的响应并非跟随频率升高而连续地下降，而是在再次提升到第二个“鬼影”峰值之前，只下降到相应的平谷。在真正的单回路操作，如果第二个峰值不存在，频率响应在主（较低的）峰之上将单一地下降。如果几个强短波电台在平谷的频率范围内被捡拾到，存在于两峰值之间的相关的平顶响应谷，就有可能形成杂乱信号干扰。这种情况的另一个起因是一个强大的本地电台在想接收的电台频率之上，即使调谐刻度盘转动，它仍然从头到尾持续不断地出现。在第二个峰值上的频率响应以每个倍频程（octave） 12 dB 的比率下降。这种电路的频率响应行为的有用边界效应（side-effect ），主谐振之下的响应，倍频程下降比率是特别快的 12 dB而不是预期的6 dB 。（注：倍频程是类似音乐中八度音程的一种频程，只是其起始频率与终止频率之比为 1:2）

   

最有效地消除“短波鬼影”和杂乱信号接收的方法是采用双回路电路的结构。

   

虚假的 FM 接收来自附近的 FM 电台。如果虚假的 FM 谐振出现在矿石机电路某处，便可能由所谓的“ FM 斜率检波” 造成。如果在矿石机里地线没有适当地连接好，虚假信号可能进入检波器。在这里要做的事情是：如 图-5 所示，把全部高频和音频的接地线接在同一个点。有时把一个约 22 pF 的小型碟形旁路电容跨接在二极管两端将会有所帮助。

   

如果 FM 干扰来自天线或地线，减少干扰的另一个方法是在它们的引入线中串联一个铁氧体珠子扼流圈。为了不影响正常的广播波段接收，合成的铁氧体电感在广播波段应该有合理的 Q 值和低感应系数。它在 FM 频率也应该有高串联阻抗。适当的铁氧体珠子扼流圈有 Fair-Rite 有限公司的产品，其他公司的也很好。 Mouser 公司有零件编号为 #623-29441666671 和 #623-2961666671 两种供应。在某些情况下，这些建议也可能对减少“短波鬼影”信号接收有好处。

   

注：参考以上第 3 部分内的“ 矿石机的接线：”

   

   

（9）测量方法

   
Fig. 10 - RF frequency response from antenna to diode input center of sub-band 1,
normal selectivity, using the simplified IRE dummy antenna.

图 10 – 分波段 1 的中央，从天线到二极管输入的高频响应

在正常选择性模式，用简化的 IRE 模拟天线

图-10 显示从天线源到二极管高频输入端，在分波段 1 的模拟频率响应。在左边的红色曲线图和数字显示在 -3 dB 6 kHz 频带宽度时插入功率损耗是 2.4 dB，以及由天线-地线系统电感造成的在 4.4 MHz 的虚假响应峰值。在谷底的损失是 40 dB。右边的曲线图和数字显示阻抗匹配时输入回波损耗在谐振点是 -12.2 dB。输出回波损耗相同（没有画出）。

  
Fig. 11 - RF frequency response from antenna to diode input center of sub-band 4,
normal selectivity, using the simplified IRE dummy antenna.

图 11 – 分波段 4 的中央，从天线到二极管输入的高频响应

   

在正常选择性模式，用简化的 IRE 模拟天线

图-11 显示从天线源到二极管高频输入端，在分波段 4 的模拟频率响应。在左边的红色曲线图和数字显示在 -3 dB 6 kHz 频带宽度时插入功率损耗是 4.1 dB，以及由天线-地线系统电感造成的在 6.9 MHz 的虚假响应峰值。在谷底的损失是 47 dB。右边的曲线图和数字显示阻抗匹配时输入回波损耗在谐振点是 -8.5 dB。输出回波损耗相同（没有画出）。

   

图-10 和 图-11 实际上是在我的网站第 22 号文章所记述的版本 B 的模拟高频响应。本文介绍的版本 C除了在峰值响应点损失减少一半之外，模拟高频响应曲线应该相同，这是因为在版本 C 的调谐电路 Q 值更高。

           

表 4 – 测量无负载调谐电路的 Q 值 （ 拆除天线和二极管，SW1 和 SW2 设定在 -15 和 -30 dB，C7 在刻度盘设在 50 ）
波段 -->	分波段 1	分波段 2	分波段 3	分波段 4
以 kHz 为单位的频率 -->	520	943	943	1710
测量所得无负载调谐电路的 Q 值（包括在调整电容器、开关和全部其他损失）-->	1020	1000	1240	940

[ 本帖最后由 mak1939 于 2008-6-6 08:05 编辑 ]

mak1939

   

   

   

表 5 – 在谐振时测量的功率损耗和高频带宽 （在近似 LSLCP，二极管参数：Is= 106 nA，n= 1.03，输出功率 = 15.8 nW = -78 dBW ）
以 kHz 为单位的中心频率	以 dB 为单位的 插入损耗 (正常选择性模式)	以 kHz 为单位的 -3 dB 频宽 (正常选择性模式)	以 dB 为单位的 插入损耗 (尖锐选择性模式)	以 kHz 为单位的 -3 dB 频宽 (尖锐选择性模式)
603	6.5	6.3	9.0	1.9
813	7.3	5.0	10.0	2.2
1094	7.5	4.7	12.0	2.2
1474	8.8	5.8	13.5	2.9

   

   

在 表-5 的数据显示矿石机被等幅波高频（ CW RF ）信号驱动时的插入功率损耗，测量的条件是对二极管输入 355 kΩ 阻抗的负载（R3 用于阻抗的负载，设定为 355 kΩ 时，要确定没有任何二极管连接在二极管的接头上），SW6 是设在“向下”的位置。为了得到最精确的测量结果，应该把 T1 和 T2 串联的初级绕组短路。用于测量的信号发生器，其信号源阻抗等于标准的 IRE 简化模拟负载（参考我的网站第 11 号文章）。在所用的输出功率标准，预期的二极管检波器功率损耗大约是 5 dB。在 表-5 所显示的其余的插入损耗来自调谐电路内的电感和电容等元件。比较弱的信号将会有更高的检波器功率损耗；强信号则损耗比较少。更多有关检波器功率损耗和 LSLCP 的资料可参考我的网站第 15a 号文章内的 图-2 和随后的曲线图。

      

所用的信号标准是要使一个具有 Is = 106 nA 和 n = 1.03 的 HBAT5400 型二极管工作在接近它的 LSLCP 位置。输入高频电压设定到使 R3 两端产生 0.075 V * 直流输出电压（ 在 图-5 的“ Diode DC V”接线端子测量）。这样的输出功率为 -78 dBW。信号发生器的输出根据无源元件在不同频率测量的插入功率损耗而变动。实际上为了典型的音频变压器损失，应该按 表-5 说明的插入功率损耗增加大约 1.0-2.0 dB。当然在真正使用的时候，是用音频负载（ 耳机 ）反馈到音频变压器，而不是用电阻作为二极管的负载。

   

* 当二极管检波器的 DC 负载电阻是 R = n*0.0257/Is 时，它工作在它的 LSLCP 位置，而检波器两端的 DC 偏压是 0.075 V。

   

正如在我的网站第 11 号文章所说明的，用等幅波法测量损耗比更复杂的调幅波法容易得多。

   

   

（10）测量 L/C 谐振回路无负载 Q 值的方法

• 准备一台精密频率校准的高频信号发生器（ 我用的是 Agilent 公司的数码合成设备 ），用一条 5 英尺长的同轴电缆把它的 50 Ω 输出连接到一个广播测试环。这个测试环可以用 22 号单股乙烯基绝缘线，在一个 2 英寸直径的维他命丸瓶子上绕 15 圈，用几条尼龙扎带捆扎成约 1/4 英寸粗的线圈。
• 确定全部电阻负载从调谐回路中分离。移开线圈附近所有潜在的可能招致损耗的非金属和金属材料。电容性耦合一个 5 MHz（或更好的）示波器的探针到 L/C 谐振回路的热端，并把探针设定在 1:1 而不是 10:1 档。耦合必须很弱，可以把探针夹在一条导线的绝缘皮上连接到线圈热端（或抽头），或把探针尽量靠近热端。
• 把 2 英寸测试环放在线圈轴线上，离开线圈冷（接地）端约 6 英寸的地方。调整信号发生器到 fo MHz（要测试的频率），并调整信号发生器的输出、示波器的灵敏度和 L/C 谐振回路。在示波器垂直偏转上得到 7 个分度（格）的波形。记录这个频率。
• 使信号发生器失谐，先低于 fo 然后高于 fo 至另外两个使示波器垂直偏转降低到 5 个分度（格）的频率（ fl 和 fh ）。这时的信号强度接近于下降 3 dB。记录这两个频率。你可能遇到一些捡拾交流哼声和杂音的问题而必须面对和消除它们。通常做些试验，空间隔离、在工作台顶部放一块接地的铝板等都可能有好处。
• 计算近似的无负载调谐回路 Q 值：Qa = fo/(fh-fl) 。 由于实际上 5/7 不是严格地等于 0.5 的平方根，需要再计算真实的 Q 值：Q = Qa/1.02 。
• 试验降低测试环的磁场和探针的电容性耦合，再重复上述的测量和计算。如果得到的 Q 值大致相同，那就表明信号发生器的 50 Ω 输出阻抗和示波器探针负载对调谐回路的影响并不显著。
• 注意： 在使用 Q 表测量电感的 Q 值时，通常它实际上把所有的损耗混在一起当成电感的损耗。这包括在电感内的磁损耗甚至消耗在分布电容里的损失。如果有可能，我们通常会用 Q 表测量电感，掌握调谐回路的 Q 值。我们假定影响所测量到的 Q 值的全部损失是磁损耗。事实并非如此，线圈分布电容的电介质也有损失。实际上我们是测量一个电感在一个特定频率的特殊的 Q 值，线圈的分布电容是并联在一起的。我们通常假设这分布电容的 Q 值是无限大，但并非如此。线圈构成材料的电介质形成大部分的线圈分布电容，用不同材料制造线圈架的时候，它就成为影响线圈 Q 值变化的主要因素。这种分布电容和调谐电容器并联，它的存在对波段高频端整体的调谐电路 Q 值产生重大的影响，因为它和来自可变电容器高 Q 值的小电容并联。在较低频率它就没有那么重要，因为调谐电容器调谐到更低频率所需的大电容量，相对地比线圈结构的电介质材料所形成的分布电容大得多。

（11）关于取得无负载调谐电路，特别是在波段高频端最佳 Q 值的重要资料
   

为了在渴望得到的 -3 dB 频宽（选择性），尤其是使用更窄频宽的时候把高频损失减到最少，能够取得尽可能高的无负载调谐电路 Q 值的每一件事都应该努力去完成。如果所用元件比指定使用的元件有较大的电介质损耗，就会导致稍微大的插入功率损耗和较差的选择性。造成损耗的敏感区域如下：

• 线圈的 Q 值：要了解关于调谐电路的 Q 值请参考前面的 表-3。
• 用在可变电容器定片的绝缘材料：非常重要！陶瓷是最好的。
• 在可变电容器极片的集肤效应电阻损耗：镀银的电容器极片损失最少，黄铜或镉极片引起较大损失。铝片在两者之间。动片接触点的电阻可能造成问题。
• 用在滑动开关 SW1、SW2 和 SW4 的塑料类型。
• 面板材料。
• 线圈构成材料：高冲压苯乙烯（ High impact styrene ）的介质损耗比聚氯乙烯（ PVC ）低。苯乙烯材料可以在 Genova Products 公司（ http://genovaproducts.com/factory.htm ）的产品里找到。我所用的线圈筒是一种排水管配件，列在他们的 400 产品系列内。
• 必须把通过木板底座到地的任何高频热点电容性耦合减少到最低，因为它往往是导致损耗的原因，使波段 A 和波段 B 的高频端性能变坏。我采取降低这些损失的步骤是：（1）用 0.10 英寸厚、0.5 英寸宽、1.5英寸长的高冲压苯乙烯绝缘板，配合铝支架把 C7 安装在底板上。（2） 把这些支架接地，使 C7 动片和木底座有损耗的电介质产生的电容隔离。陶瓷绝缘柱也可以配合苯乙烯板在此使用。安装 C7 的另一种方法是用低损耗电介质材料造一块比 C7 框架稍大的安装板，用螺丝把 C7 固定在上面。然后用板上其他小孔安装支架或绝缘柱，再固定在木底座上。不要忘记用导线把金属安装零件接地。这些方法同样适用于靠近线圈热端把线圈筒固定在木底座的金属安装支架，应该把支架接地。由于线圈两外端在波段 B 是在零电位（ ground potential ），这台矿石机的反绕线圈结构在这里非常有用。

[ 本帖最后由 mak1939 于 2006-12-16 11:29 编辑 ]

mak1939

     

   

      

（12）附录：在 Rap'n Tap 论坛发表的 双、单回路 Benodyne 版矿石机设计方法

   

Ben H. Tongue 2005 年 2 月 25 日发表：利用 “Benodyne”方法的双回路矿石机已在网站的第 23 篇文章说明。它的基本电路是一个初级和次级运用“有负载 Q 值”相等的传统双回路电路。为了方便，我决定初级和次级线圈的电感用相等数值。在第一个单元的初级电路用两个可变电容 C7 和 C8，就像在网站的第 22 篇文章的矿石机那样连接，原因是在天线-地线系统的源阻抗（假定是 25 Ω）和调谐电路顶部 A 点之间对频率有可调整的阻抗变换。由于初级和次级电感数值相等，它们的“有负载 Q 值”预计也相等，在初级调谐电路顶部转换的天线-地线阻抗应该和次级调谐电路顶部一样，包括来自二极管的负载。这些数值在各波段中央大约是：LoLo 波段: 250 kΩ，LoHi 波段: 500 kΩ，HiLo 波段: 500 kΩ， HiHi 波段: 1000 kΩ **

   

（** 注：即前述的 4 个分波段，第 1 波段（ 520-700 kHz ）= LoLo ，第 2 波段（ 700-943 kHz ）= LoHi ，第 3 波段（ 943-1270 kHz ）= HiLo ，第 4 波段（ 1270-1710 kHz ）= HiHi ，请对照参考前面的 图4 - a, b, c, d ）。

  

由于 LoHi 和 HiHi 波段的二极管高频负载是接在 0.707 V 的抽头上，操纵二极管的高频阻抗在这些情况下分别是 250 kΩ 和 500 kΩ，与在 LoLo 和 HiLo 波段相同。如果在 LoHi 和 HiHi 波段的二极管不是接在 0.707 V 的抽头上，它们在波段中央的 -3 dB 带宽将会是两倍，与 LoLo 和 HiLo 波段相同。这样做是为了平衡全部四个波段的带宽到希望得到的数值。如果四个波段的调谐电路电感都相同，在 LoHi 和 HiHi 波段中央的 -3 dB 带宽将会是 LoLo 和 HiLo 波段中央带宽的 4 倍。为了矫正这种状态，在HiLo 和 HiHi 波段的调谐电路电感从 LoLo 和 LoHi 所用的 250 uH 降低到 62.5 uH，这样就把 LoHi 和 HiHi 波段中央的 -3 dB 带宽降低，变得与 LoLo 和 HiLo 波段中央带宽相同。

   

如果使用同样的二极管和音频变压，而要求矿石机对强信号（高于“线性-平方率交叉点”很多）和微弱信号（低于“线性-平方率交叉点”很多）都有最好性能，这在设计上是有冲突的。这是因为对于强信号，二极管检波器的高频输入阻抗大约是音频负载阻抗的一半，而二极管检波器的音频输出阻抗大约是驱动它的高频源阻抗的两倍。对于微弱信号接收的状态就不一样了，二极管检波器的输入高频和输出音频阻抗都等于二极管的“轴-交叉阻抗（ axis-crossing resistance ）”，这个阻抗是 Rd = 0.026*n/Is（请参考我的网站第 00 号文章对这个问题的讨论）。解决这个问题的折衷办法是使音频负载阻抗大约等于 325 kΩ，选用一个 Is = 100 nA 和 n = 1.03 的二极管。这个二极管有 265 kΩ 的轴-交叉阻抗。大部分 ITT 公司的 FO-215 型二极管有这种特性。很多其他种类的二极管也可以使用，但是对强信号的性能有一点影响。二极管对微弱信号性能的影响大于对强信号的影响。如果有足够高的 Q 值，铁氧体磁棒线圈用在第一个单元的天线调谐电路可以工作得很好。

   

请牢记次级线圈应该是 250/62.5 uH 反绕结构和有 0.707 V 抽头。对于这个检波器调谐电路，365 pF 可变电容器将会适用，没有必要用 485 pF 的大容量电容器。天线调谐电路应该用 250/62.5 uH 反绕结构，但是不需要 0.707 V 抽头。

   

用不同数值的初级和次级线圈制造一台双回路 Benodyne 矿石机是可能的。我选择用相等数值的线圈。更高电感的初级可能给 LoLo 波段的低端造成一些阻抗匹配问题。更低电感的次级线圈要求从二极管得到更低的负载阻抗，因而需要二极管具有较高的 Is。请参考我的网站里第 27 号文章的 图-2，看看具有较高 Is 的二极管如何降低弱信号的灵敏度。任何人有兴趣制造单回路或双回路 Benodyne 的话，建议他们以这篇文章所介绍的 C 版本为基础，而不是以第 22 号文章所介绍的 B 版本。

   

第 26 篇文章 发表于：2003-2-10；修订于：2006-10-23

© 2003–2006 Ben H. Tongue，保留全部权利

     

   

        

Ben H. Tongue 网站 第 00 号文章 第 12 节 有关“反绕双值线圈”的资料：

  

  

12. 矿石机利用电容性调谐时，反绕双值线圈结构的优点及与传统绕线法线圈的比较

     

     

请看本文第 3 部分的“反绕式谐振回路线圈” 一节和在我的网站第 29 号文章里 图-2 和 图-3 之后的一段。他们说明了两种不同的线圈反绕结构。

  

让我们把广播波段分成两半：低波段 520-943 kHz 和高波段 943-1710 kHz。为了容易明白，假设按照传统方法调谐电路的线圈有 250 uH 电感量。

  

传统的 250 uH 线圈：整个 520-1710 kHz 广播波段可以由电容从 374.7 到 34.65 pF 变化而调谐。

  

反绕的 250/62.5 uH 线圈：低波段 520-943 kHz 可以用 250 uH 串联连接，由电容从 374.7 到 113.94 pF 变化而调谐。高波段 943-1710 kHz 可以用 62.5 uH 并联连接，由电容从 455.76 到 138.60 pF 变化而调谐。

  

为讨论的目的，让我们假设天线匹配（参考我的网站第 22 号文章第 2 部分）在整个广播波段总是调整到表现一个 230 kΩ 固定并联电阻去驱动二极管。在馈送信号功率远低于线性-平方率交叉点的时候，230 kΩ 也是一个 ITT FO-215 锗二极管的高频输入电阻（参考我的网站第 10 号文章第 1 点和第 15 号文章 图-1 之后的第 2、3 点，第 17A 和第 22 号文章）。此调整接近最低插入功率损耗所需（参考我的网站第 28 号文章）。

  

减少插入功率损耗：

  

调整传统的 250 uH 线圈到 1710 kHz 所需的总调谐电容是 39.9 pF。用反绕方法的最低电容需要 138.6 pF。从第 28 号文章 图-4 得到的数据，一般 365 pF 非陶瓷绝缘的可变电容器（电容器 B）在 1710 kHz 表现如下：

• 如果用传统的 250 uH 线圈，由 20 pF 寄生电容加上来自可变电容器的 14.65 pF 调谐，电容器的 Q 值大约是 470。
• 如果用反绕线圈，两个线圈并联得到 62.5 uH 电感，由 20 pF 寄生电容加上来自可变电容器 B 的 118.6 pF 调谐，电容器的 Q 值大约是 1770。增加 3.5 倍！这将直接转化为更好的灵敏度和选择性。

从第 24 号文章 图-3 我们可以看到在 1710 kHz，TRW 公司制造的镀银电极陶瓷绝缘电容器 A 的 Q 值是 9800 。这比传统线圈配合电容器 B 高得多。在使用容易找到的电容器 B 的时候，换上反绕结构的线圈是提高无负载调谐电路 Q 值的关键。

   

较少的选择性变化和较少的插入功率损耗：

   

传统线圈：增益下降 3 dB 的高频带宽变化，在 520 kHz 是 3.69 kHz，在 1710 kHz 变成 39.9 kHz。变化 11.6 倍。

   

反绕线圈：增益下降 3 dB 的高频带宽变化，在 520 kHz 是 3.69 kHz，在低频段的 943 kHz 变成 12.15 kHz；在高频段的 943 kHz 是 3.04 kHz，在 1710 kHz 变成 9.99 kHz。整体的变化是 4.00 倍。这变化大约只有使用传统线圈的 1/4。

   

如果在广播波段高频端用传统线圈而又需要更好的选择性，必须减少天线耦合或者二极管一定要接到线圈下面的抽头，籍以提升负载的 Q 值。无论那一种方法的结果都产生更大的插入功率损耗和得到更弱甚至在耳机不可听闻的信号。和传统线圈的结果比较，反绕线圈的低电感（并联连接）在 1710 kHz 提供少 4 倍的频带宽度。正如上面提到的，需要提高选择性的时候，就无须把二极管接到线圈下面的抽头和重新匹配天线了。

   

注：

• 可以分别用两个传统的不耦合线圈，一个 250 uH，另一个 62.5 uH，代替反绕的线圈结构。但是不推荐这个方法，因为 62.5 uH 线圈的 Q 值将会比 250 uH 的线圈低，而且需要更多导线和空间。另一方面，采用反绕的线圈结构时，当两个线圈并联的时候，线圈的热端是在整个元件的中央，而线圈筒两端的线尾都是处于地电位，这就减少了两端安装支架和环境的电场耦合损耗。
• 反绕线圈两种连接方式（并联和串联）的感应系数取决于两个绕组有多接近，但是，无论两绕组的距离远或近，串联连接对并联连接的电感比值都保持 4 倍。

发表于：2000-4-25；最后修订于：2006-11-3

© 2003–2006  Ben H. Tongue，保留全部权利

[ 本帖最后由 mak1939 于 2006-12-18 05:00 编辑 ]

mak1939

    
在这里介绍另一位无线电爱好者 Dave Schmarder。他的网站是 DAVE's HOME MAKE RADIOS：
（ http://www.schmarder.com/radios/index.htm  ），里面有很多他精心设计的矿石机。其中一页是他试验的反绕线圈矿石机（ http://www.schmarder.com/radios/misc-stuff/contracoils.htm ）。
  
  

反绕线圈       原作者：Dave Schmarder

    
嗨！各位朋友： 欢迎来到我的“反绕线圈网页”。在这个网页展出的线圈用于我的矿石收音机（也用于单管收音机）的主要调谐回路。我相信这种改良的调谐回路线圈你将会愿意用在你的下一台矿石机里。

   
我应该感激 Ben Tongue 的主意。不久之前他在他的网站发表了一篇非常有趣的论文。这篇论文介绍他制作的一台收音机，它在整个中波广播波段有恒定的接收带宽。这篇论文是非常值得阅读的。
   
我这个网页在六个月之后变得很长了。每一部分都可以作为单独的文章阅读。我介绍如何根据你已有的可变电容器设计一个反绕线圈，也给你一些绕制的例子，讨论 Q 值以及引发其它思考和评价。在这网页后面有更多制作这些线圈的实例。有些资料在不同章节是重复的。请花点时间慢慢地咀嚼吧！

提要
  
我的目标不是要保持恒定的带宽，但是要改进在波段高频末端真正需要的性能。在高频末端调谐存在几个难点，我相信反绕线圈将会改善你的远距离（ DX ）接收。
  

简而言之，反绕线圈是两个等值的线圈绕在同一个线圈架上，但是绕线方向相反。两个线圈在低频段串联，在高频段并联。线圈如何绕线和连接就是它的秘诀。线圈绕成那个样子，损耗少而 Q 值高。可变电容器也在最佳点操作，进一步减少损耗。在波段高频端，李兹线的股数因为并联而加倍，那当然更好了。

  

Ben 的线圈有连接二极管的特别抽头。那些抽头的使用与所调谐的波段以及线圈的串联和并联有关。他把中波分割成四个波段。现在，我不要抽头而改变成“hobbydyne”类型的电路，它容许可变的调谐电路负载和匹配。

  

圆筒式反绕线圈

   

这里介绍的第一个线圈是我的圆筒式线圈测试原型。我认为有必要制作一个圆筒式线圈，以便摸索怎样去运用这种线圈。线圈架是一个苯乙烯排水管的管接头，在 Home Depot （美国一家专卖家庭建筑器材的连锁店）买来的。它的外径是 4-1/2 英寸（11.5 厘米）。每个绕组用 165/46 litz 线 绕 22 圈。每个线圈用线 27 英尺（8.25 米），包括 6 英寸 （15 厘米）引线。两绕组从中间开始，分别在塑胶筒两端结束。在绕线圈的时候从中间向一边绕第一个线圈（L1），再从中间向另一边绕第二个线圈（L2）。两个线圈的开始端（头，标记 S）绕线方向相同，那样就使线圈倒转，也就是沿着塑胶筒反绕，两个线圈的终端（尾，标记 f）在塑胶筒两端结束。

  

线圈串联的时候，一个线圈的头接另一个线圈的尾（L1-S + L2-f），其余两条引线（L1- f 和 L2-S）连接矿石机电路。并联的时候，两个线圈的头接在一起（L1-S + L2-S），尾也接在一起（L1-f + L2-f），头和尾分别接到矿石机电路上。

   

两个线圈串联的时候，电感量相加（再加上互耦合），这是因为两个线圈的相位相同（in phase），只是在塑胶筒上配线的连接跳到不同位置而已。两个线圈并联的时候，它们的相位是不同的（out of phase）。

   

电感量在串联时接近 240 µh，并联时接近 60 µh。

     

很可能你需要用某种开关作串联和并联的转换。要想办法找到低损耗的开关，例如陶瓷绝缘的旋转开关，或者把接线柱安装在低损耗的绝缘材料上，用黄铜片连接。电路图如下：

反绕线圈的并联（Parallel）和串联（Series）接线图
   

蛛网式 165/46 反绕线圈
  
   
你应该知道：我从未遇到过一个我不喜欢的蛛网式线圈。

我相信最好的矿石机是用蛛网式线圈或者 Rook 式线圈做的。我测试过圆筒式反绕线圈之后，就知道应该依靠蛛网式的设计。

  

（注：Rook 可以解释为 (象棋)车, 赌棍, 骗子，不明白作者所指的是什么形式的线圈）

  

问题是应该怎样绕线圈才不至于混乱和浪费很多李兹线？两个线圈的电感量必须相当接近。如果内心线圈太大，那就意味着要拆开重绕。如果电感量太小，我就要用更多李兹线绕个新线圈。由于这个线圈很像普通的蛛网线圈，我准备为普通线圈所需长度的线，再加额外引线的长度。

我是这样做的，你不一定要这样。我确定线圈的引线是 9 英寸。需要总长度 46 英尺的 165/46（165 股 / 46 号）李兹线。线圈架中心直径 2 英寸（51 毫米），外径最少 5 英寸（127 毫米）。第一个线圈绕 29 圈，预留引线之后把线剪断。
   
跳过一条狭槽开始绕第二个线圈。绕 22 圈，但是绕线方向相反。22圈将会给你比第一个线圈稍多的电感量。如果你没有电感-电容（LC）表，就绕 21.5 圈。如果你有办法测量电感，就可以调整外面最后一圈，使它的电感量和里面的绕组完全相等。
   
做好两个线圈之后，在做下一步之前，用你选择的方法调整每圈的空间，使它整个看起来整齐美观。测量两个线圈，很可能外面的线圈电感稍微大些。从架子上拆开一点线，可能是半圈左右。如果两个线圈电感相等，就预留引线剪断多余的导线，给引线上锡。

和圆筒式反绕线圈一样，正确地接线很重要。在线圈中间的两个接头是开始线（标记 S），里面和外面的是结束线（标记 f）。我认为最好用 L1 的开始线（L1-S）连接可变电容器的动片接地线。请参考上面的图片。

  

为了使电路保持高 Q 值，选用低损耗的开关很重要。陶瓷绝缘的旋转开关最理想。酚醛绝缘损耗比较大。以我为例，我的开关是用黄铜片和苯乙烯板自制的。这种转换方法没有普通开关那么方便，但是对于我的试制机型是够好的了。无负载 L/C 的 Q 值测量在后面说明。
  

这是自制开关的近照。开关所显示的是线圈并联时的位置。连接片以中间的螺丝为轴心。要转到线圈串联位置的时候，上面的连接片转 180 度，下面的连接片放开空置。

反绕线圈矿石机电路图
  
二极管后面的插座是外接输出变压器的插口
输出变压器左下角的插座接耳机。在变压器上选择最适合你的耳机的抽头

[ 本帖最后由 mak1939 于 2006-12-22 11:32 编辑 ]

mak1939

  
蛛网式 660/46 反绕线圈

  
这里是我的巨型李兹线反绕线圈。它用 660/46（660 股 / 46 号线）李兹线绕成。蛛网线圈架是 7 英寸（17.75 厘米）宽，中心直径 2 英寸（5.1 厘米）。开始绕 28.5 圈做第一个线圈。然后反方向绕 20  圈。分别测量两个线圈的电感，使外线圈和内线圈相配。两线圈串联大概有260 uh，而两线圈并联则有大概 65 uh。因为你不是依靠一个线圈电感去调谐整个波段，这里有一些可以允许的误差。用一个 365 pf 的电容器，可以很有把握在整个中波段调谐。60 英尺李兹线可以做好这个线圈。

如果你有一个 475 pf 的大可变电容器，里面的线圈可以是 27.5 圈，外面是 19 圈。串联电感是 234 µh，并联是 58 µh。每个线圈 77 µh。55 英尺长的导线已经足够了。

如果你的电容器小一些，例如在 250 至 300 pf 范围，就要给两个线圈增加一些线。最重要的是线圈串联的时候能够调整到波段的最低频率，其它事情就可以解决。如果电容量还不够，可以加一个 50 pf 的低损耗固定电容在主调谐电容器两端。

无负载 L/C 的 Q 值测量在后面说明。

上面的照片是这个安装在底板上的 660/46 反绕线圈。这时开关是在串联的位置。其它照片都是在并联设置。

制作反绕线圈的时候，祝你好运。我相信这是远距离接收矿石机设计的突破！

     
蛛网式 40/44 反绕线圈

   
并非每个人都有很多钱可以花费在 660 股的李兹线上。这里介绍一个只用 40/44 （40股 / 44号）李兹线的线圈和一个有趣的东西。看到下面第 11 帖那个笨重的可变电容吗？如果让它砸在你的脚趾上，就要立即中断工作赶去医院啦！

它除了成吨重之外，还有一些奇怪的特点。里面每一个大可变电容由中间的小可变电容互相耦合。这是一个带通电容器。大容量的部分每个 285 pf（在拆下其中的一些小可变电容之后）。这个电容器不好的地方是，除了没有 365 pf 或更高的容量之外，最小电容却是过高的 25 pf。在多数情况下，这是一种灾难。但是，它是个格外高质量的银极板、陶瓷绝缘电容，有非常好的轴承和动片接触臂。我们一定要用这个小动物！

  

作为一个独立的单连电容器使用，我想你不必拆下其中的小可变电容。我只用中间那一部分。

  

如果连接这个电容器到这个特别的反绕线圈，把中波分成两部分，将有可能在整个波段调谐。低频段从 500 kHz 开始到 1200 kHz；高频段从 1200 kHz 开始到 1700 kHz。

  

为了使它能够工作，我改变了反绕线圈的电感量。这个线圈有 340 µh 串联电感和 85 µh 并联电感。内部绕组 33 圈，外部绕组 27 圈。用 40/44 的李兹线。内圈直径 2 英寸（5.1 厘米），外圈直径 10 英寸（10 厘米）。按照以上说明绕线圈就一切妥当了。这个设计适合任何 250 pf 以上的电容。如果是350 pf 或更大的电容，则改为线圈内部绕组 29 圈，外部绕组 23 圈。

  

我测量了这个线圈的 L/C 无负载 Q 值。结果在下面的表格列出。

  

如果要用上述的大电容器配合较粗的李兹线，可以采用正常的 240 – 260 µh 线圈及并联电容器的两连。这样将扩展了频率范围而使调整不容易。无论用什么方法，要加一个变速的游标刻度盘。

     
蛛网式 100/44 反绕线圈
  

这可能是在这个系列里我制作的最后一个线圈。不过再次声明，这不一定。如果你觉得这一切很有趣，最好记住这个网页随时再回来。

我用比较便宜的李兹线绕这个线圈。它是用 100 股 44 号导线。我没有给它拍照片，因为它很像在这网页上的 165/46 线圈。

  

内部线圈是 29 圈，外部线圈是 22 圈。它的电感正好是串联 260 µh，并联 65 µh。

  

这个线圈的 L/C Q 值测量在下面。

  

所有的测量结果符合我的预期。再次谢谢 Ben Tongue 在他的网站发表反绕线圈的论文，给我制作这些线圈的理由。我也看到几个月前他在 Rap N' Tap 论坛建议对反绕线圈有兴趣的人购买上述那个大电容器。我发现它们是很好的结合。

  

祝您和您的反绕线圈好运气！
  
     

[ 本帖最后由 mak1939 于 2007-2-5 14:28 编辑 ]

mak1939

Q 值

我曾经做过更多的无负载 LC 调谐电路 Q 值测量。这一次做得更加小心。下面是测量数据和测试装备的照片。Q 值测量过去不是我和这个网页的优先项目。我曾经把同样的线圈送给几位拥有专业仪器的人，但是测试结果有很大区别。
   
我的测试专注于无负载 LC 调谐电路的 Q 值。这一类测试不考虑校准 Q 值的其它因素，例如分布电容的校正，即使在我的测试设备中发现数据变化很大，与如何测试线圈有极大关系。有一件事很清楚的，就是一个线圈有固定和特定的 Q 值。发现这个真正的数值并非易事。
   
因此，请记住每一个人的无负载 LC Q 值测量很可能会不同。但是因为我对这些被测量的线圈使用同样的技巧，我的数据可以用来在它们之间互相对比。除此之外，我不在我的网站这里或其它地方作任何 Q 值精确性的断言。

   

这是我制作的几种反绕线圈在不同频率测量的 Q 值：

   

                       1600 kHz        1000 kHz        1000 kHz        600 kHz

   

                        并联            并联            串联           串联

          蛛网型线圈

     660/46 234/58 uh    670             910             625            750

     165/46 266/66 uh    484             588             384            428

     100/44 260/65 uh    347             476             344            400

      40/44 340/85 uh    258             306             217            240

   

          圆筒型线圈

     165/16 260/65 uh    410             454             357            375

  

  

      

附注：

原作者在上面提到的可变电容器，我也有几个。这是罕见的专用仪器电容，里面每一个大可变电容由中间的小可变电容互相耦合。这是一个带通电容器。大容量的三连部分每个 285 pf，每一连之间串联两个小可变电容。这个电容器的缺点是，最大电容不是常用的 365 pf 或更高的容量，最小电容却太高，是 25 pf。但是，它是个高质量和精密的银极板、陶瓷绝缘电容，有非常好的轴承和动片接触臂。现在拍几张照片给大家看看：
  
       

[ 本帖最后由 mak1939 于 2006-12-23 06:48 编辑 ]

mak1939

  

反绕线圈设计

  

怎样设计你自己的反绕线圈？在开始之前你需要先做几件事情。

  

首先，记下 crystalradio.net. 这个网址。这个链接送你到 Dan Peterson 的 Professor Coyle 计算器那里，可以获得几乎全部自己设计线圈的数学计算公式。你应该选择 cylinder coil calculator（圆筒线圈计算器），因为它有谐振计算器。

  

自制线圈应该有一个电感 / 电容（L/C）电表。我用一个 AADE 的产品。能够平衡两个线圈的电感量是很重要的。如果没有电表，只好用我已经试验过的设计争取最好的结果。

  

如果想测量确实的调谐范围，就需要一个准确的信号发生器、电容表和示波器，或者其他高频电平指示器。如果只做一个线圈，可以把它放到矿石机里，根据收听的电台找出调谐范围。

  

现在最好检查一遍某些基本设计标准，描绘出我们已经有的东西、显示一些原理和考虑一些设想，并由此出发：
  
反绕线圈在串联和并联时电感的比值是 4:1，例如 240:60 uh。

调谐范围的低端应该是 530 kHz，最好设计到 530 kHz。可变电容器的电容量越大，频率越低。
   
线圈串联连接达到的最高频率应该在 1000 kHz 以上。
  

线圈并联连接的调谐频率应该和串联时的高频端重叠 30-50 kHz。

调谐范围应该占据整个刻度盘 240-300 度。

可变电容器低至 15-280 pf 仍然可以用，但是建议用比较高的数值。

可变电容器不应该超过 500 pf。

考虑收音机检波电路和线圈分布电容大约是 25 pf。

建议加一个 75 pf 的空气式微调电容器，这有助于展开刻度盘。

如果线圈电感太大，对刻度盘展开不利但是可以在整个波段调谐。

如果线圈电感太小，可能无法使波段中央重叠 30-50 kHz（这可以设想，要用大得多的微调电容器）。

  

最大总电容和最小总电容的比值越大，调谐的范围越广阔。这意味着刻度盘展开的范围缩小。参考下面“其他调整”一节的照片。

  

由于主调谐电容器的范围（最大和最小电容 C）和固定增加的数值（二极管电路和线圈分布电容 Cr）是预先确定的，在整个调谐范围只能够变化线圈电感（串联和并联的电感量 L）和微调电容器（ Ct，最大 75 pf）去得到最好的刻度盘展宽。

   

  

矿石机反绕线圈设计

  

计算实例：

  

首先，调谐电容器在最小和最大电容量的时候，必须测量和加入其他电容。加入 25 pf 额外的收音机电路和线圈分布电容，还有 10 pf 微调电容器的最小电容。使这些数值前后变化，直到找出最适当的线圈电感量。

假设一个 15-350 pf 的可变电容加入上述 35 pf 的额外电容。你也可以在上面的电路图看到它们。这表示电路的电容范围从 50 到 385 pf 变化。这只是初步的数值，随着试验深入，最小和最大数值很可能是 80 到 415 pf。线圈的初步数值是 240 和 60µh。

从低端开始，在 Professor Coyle 计算器输入 240 uh 和 385 pf 的数值。那很接近 524 kHz。哈哈！运气不错。OK，就用 240 µh 线圈，输入最小总电容，得到 1453 kHz。频率范围太宽了。让我们暂停，改变最大和最小电容值并从头开始。

  

现在输入更高的最大电容值和调整线圈电感值到 520-530 kHz 范围。试用 415 pf 和 240µh 线圈，频率下降到 504 kHz。让我们降低电感值，用 225µh 可以使频率上升到 521 khz。输入最小电容 80 pf 和 225µh 线圈，得到 1186 kHz。

  

OK，可以试高频范围了。由于在低频段范围是 225 µh，高频段的线圈就是 56 uh（并联电感是串联电感的 1/4）。高频段的低端和 415 pf 配合可调谐到 1044 kHz。重叠的范围超过了需要（30-50 kHz），但是并联线圈的低端范围不够高。
  
因此让我们回头把微调电容器增加 20 pf。电容变化将会从 100 pf 到 435 pf。225µh 电感配合这样的电容，频率范围是 509 到 1061 kHz。56µh 线圈和 435 pf 可以调谐到 1020 kHz。重叠了 41 kHz。看样子似乎很好了。但是让我们再收紧一点。
  
提高电感值到 232µh 又如何? 调谐范围相当好，但是低波段和高波段的分离比我想要的稍高。电容在 100 到 435 pf 很合适。记住微调电容器将会补偿不精确的计算。
  
因此采用 230 uh，435 pf 可以调谐到 501 kHz，100 pf 调谐到 1045 kHz。并联线圈现在是 58µh，低端可调到 1002 kHz。有 43 kHz 重叠。微调电容器可以让你调整到 998 至 1041 kHz，即 5 个频道的重叠。

[ 本帖最后由 mak1939 于 2006-12-23 01:13 编辑 ]

mak1939

  
续：反绕线圈设计

  

现在有两件事：首先你很难得到数值那么接近的线圈，但是如果它是加减 5µh，微调电容器可以补偿这一点误差。
   
其次，请注意我们没有考虑关于并联线圈结构中波段的高频端。不过这并不重要，因为它总是在 1700  kHz以上。
   
以这样的数值，你将会得到很好的刻度盘展宽。实际的刻度盘展宽将取决于电容器电极板形状（直线电容式还是直线频率式）。你将会得到比普通绕法的线圈更好的刻度盘展宽。

  

如果你不放心，就把线圈电感加大一点。如果真的相差太多，它可以拆掉一些作调整。比较窄的刻度盘展宽总比不能接收整个波段好些。
   
以上过程适用于圆筒式或蛛网式线圈。

  

如果没有仪器和不熟悉线圈与电容关系的理论，你可以请别人为你绕一个线圈。
   
重温一下：制作一个 232/58µh 的线圈 将会适合一个 15-350 pf 的可变电容 和 60 pf 的微调电容器（假设电路和线圈分布电容的总值是 25 pf ）。

  

希望你的线圈成功，祝你好运！
  
  

其它调整
  

反绕线圈有一些特别的性能。它在每个波段的调谐范围稍微宽阔。这意味着可变电容器不一定需要很大的电容比值。但事实上波段的伸展并没有像它可能表现的那么好。看看下面两张照片，它们是同样的矿石机在改良前后不同的情形。
  
和下面的照片比较，上面的照片显示刻度盘刻度的调谐覆盖部分狭窄得多。你要细心看那些数字，因为频率范围有些不同。下图左边是低波段（530 - 1000），右边是高波段（900 - 1700）。

  

两者的差别是我在下图的矿石机主调谐电容器两端并联了一个大约 75 pf 的微调电容器，电容比值是 6:1 (90-550 pf) 。改良之前这个电容的比值是 23:1 (20-475 pf)。

  

我曾经尝试更积极的波段伸展方法，除了并联一个微调电容器之外，再加一个垫整电容。但是因为我受限制于固定的 4:1 线圈比值，试图使波段伸展在两个波段都正常工作的时候遇到一些麻烦。无论如何，用我的方法作波段伸展，旋钮在每个波段可以旋转两圈。一个用普通线圈的矿石机，例如我的 my #63 只能转 3 圈就覆盖整个中波段。

  

这是反绕线圈的另一个好处。

  

你的实际情况将会不同，取决于真正采用什么元件。但是用反绕线圈做好矿石机之后，应该研究一下怎样用微调电容器使波段伸展得更宽。
  
     
  
  
绕线圈的经验
   
以下表格所列是一些我绕线圈的经验。在有合理的刻度盘展宽时，我允许两波段最少 50 kHz 重叠。这些不是很紧凑的线圈设计。我没有把各种参数算得太接近，因为如果稍微有偏差，就不能确保成功。可变电容器低至 280 pf 仍然可以使用，但是建议试用 330 pf 以上的可变电容。这设计可能对较低的数值有点困难。

  
L  是总串联电感（并联电感是此数值的 1/4）。

OD  是平面蛛网线圈架的外直径，以英寸为单位。

L1  是内部线圈的圈数。

L2  是内部线圈的圈数。

LITZ  是李兹线的型号，股线数目和每一条线的规格（线号）。

CL  是可变电容器的最小电容量。

CH  是可变电容器的最小电容量。

CT  是微调电容器的近似电容量。
  
假定检波器的电容是 20 pf，微调电容器将会修正此误差。
  
线圈架内直径都是 2 英寸（50 毫米）。
  
蛛网架的材料是 0.125 英寸 (3 毫米) 厚的高密度聚乙烯（HDPE ）。

   

L    OD  L1 L2  LITZ    CL   CH   CT

204   6   27  20  330/46   15   420   80

290   7   32  21  660/46   15   280   40

250   7   30  21  660/46   15   350   75

   

  
在我制作了很多反绕线圈之后，我已经注意到它们的内部和外部比值不稳定！因为在内部绕组增加额外的一圈，只需要在外部绕组增加大约 1/4 圈。我相信这是由于外圈直径比线圈的突破点大很多。在开始做所有这些事的时候，我用两条长度相等的李兹线。得到的结果相当接近，只是为外圈绕组额外加长一点线以便调整。
  
我还注意到另外一些事情。当两绕组串联的时候，其中一个线圈的电感大约等于 1/3 的总电感。如果我证实这是真实的，那么内部绕组可以绕得稍为高一点，校正之后再加入第二个绕组。但是不知道为什么原因我不认为那是必要的。
   
  


[ 本帖最后由 mak1939 于 2006-12-23 17:08 编辑 ]

mak1939

  

  

我的第一台反绕线圈矿石机已经完成。它是我的 set #64 。这是一组用反绕线圈的矿石机，一个是天线调谐器，另一个是检波器。我对它很满意，否则不会给它编上号码。  

  
  
第64号反绕线圈矿石机

嗨，各位老友！自从发表我的 last crystal set 之后已经过了相当长时间了。但是你们知道我们这些艺术家的德性 – 靠不住！希望你们认为这个反绕线圈接收机是值得等待的。它在远距离接收（DX）矿石机中前进了一步。

  

这个步骤是两个大线圈的更改。主意来自 Ben Tongue's 在他的网站发表的一篇论文。除了阅读他的 第 26 号 文章之外，我邀请大家阅读我写的 contra coil。

  

我的第 64 号接收机采用流行的前端天线调谐电路。它包括一个可变电容器串联在天线和调谐电路线圈顶部之间。也有一个可变电容器在线圈两端，使电路在所需频率谐振。这两个可变电容互相影响。我用了现存的 270 pf 电容器，但是你也可以用 365 pf 的可变电容。我的电容器有一条塑胶轴伸出面板外。如果你没有这样的元件，就应该用杆状绝缘体，否则你的手靠近面板的时候将会使接收机失调。这不是令人愉快的经验。电容器安装在一块高密度聚乙烯（HDPE）板上，也可以用苯乙烯板。

    

基于反绕线圈转换的特性和做了一些实验之后，我决定这种线圈应该用两个单独的可变电容。这样可以精确地控制收音机的选择性和灵敏度。增加天线耦合电容的数值可以提高灵敏度，但是要付出降低选择性的代价。电容量增加到超过某一点，就可能使灵敏度和选择性都降低。短时间发觉控制器无用之后，你就成为调整这矿石机的专家了。

   

在天线调谐器我用 165/46 的李兹线绕线圈。我发现用这种比较小的李兹线（1/3 的价钱）似乎不影响灵敏度。我预料选择性会下降。我依靠检波器提升性能。如果你想要最好的品种，可以用 660/46 李兹线代替。

  

我选择稍为小的线圈电感量，宁可不用 260/65 而用一个 225/56 µh 的线圈。这个线圈的内部绕组是 27 圈，外部绕组 20.5 圈。线圈的中心直径 2 英寸（5.1 厘米），外直径 5 英寸(12.7 厘米）。

接收机的两部分都用黄铜接线柱自制开关，螺丝全部安装在一小块苯乙烯板上。螺丝之间用自制的黄铜片短路，可以选择使线圈串联或并联。低损耗在这里是关键！我在后面有接线图说明这连接开关的接线方法。你也可以用陶瓷片旋转开关。如果是这样，最好把开关安置在线圈旁边，然后用长轴伸到面板前。

  

检波器电路板用 660/46 的李兹线绕线圈。线圈架的尺寸也是内径 2 英寸，外径 7 英寸。这是个大线圈，按上面的说明连接到开关上，内部绕组 28.5 圈，外部绕组 20 圈。

  

两个线圈都是反绕。像普通线圈那样绕内部线圈。外部线圈向相反的方向开始绕。内部线圈叫 L1，外部线圈叫 L2。两组线圈在中间的两条线是绕组的开始端（S）。里面和外面的线是绕组的结束端（f），正确地连接这些线到开关很重要。

  

可变电容器是 475 pf 的顶级“圣洁杯”（Holy Grail）类型的可变电容，用银极板、陶瓷绝缘和很好的动片接触簧片。这（还有大线圈）是最花钱的东西。一个像我用在天线调谐器那里的 270 pf 双连电容器也可以工作得相当好。365 pf 的电容器将会让你更容易调谐。

  

在检波器线圈和二极管之间有一个小电路，它是“Hobbydyne”电路的老表。我用一个小型的 20 pf 可变电容代替很难找到的微分电容器。所用的是蝴蝶型，因为在我的废物箱里有一大堆。这个小电路降低调谐电路的负载，除此之外还在它到输出变压器的路上和二极管匹配。

  

输出变压器是 Bogen T725 型，一种在矿石收音机制造者之中非常流行的元件。一个单刀10 掷开关选择变压器的抽头。电路图只画出 6 个抽头，但实际上除了黑、白两线之外全部抽头线都连接了。我安置了一个电话插座，必要时可以外接性能更好的变压器。你应该设法找一个初级阻抗 100 – 200 kΩ 的变压器。

  

底板用 6x15 英寸（15.25x38 厘米）的橡木制成。我用 3/16 英寸（4.75 厘米）厚的“garolite（注：不知道是什么材料）”做面板。主要的检波器调谐刻度盘是一块苯乙烯圆片，标志用“Brother P-touch（一种带粘胶的字母）”贴上。你可以在我的网页 contra wound coil page 看到比较好的照片。刻度盘有两组数字。左边是线圈串联的低频段，右边是线圈并联时的高频段。
  

天线调谐器电容器有附设的 2:1 游标驱动器。这里两个电容器没有必要用大比例的游标驱动器。2:1 的比率已经足够了。可是必须在检波器调谐设备上安装一个最少 6:1 的游标驱动器，否则你可能错过大量的电台。即使是 6:1，调整也非常尖锐。

  

我以 #63 set 的组件方式制作检波器。它工作得很好，因此我继续这种形式。尝试在连接热接点到主要的可变电容器、“hobbydyne”选择性电容器和二极管的地方，用陶瓷或苯乙烯绝缘体。因为在我的最后一套设备里，可以为任何你想要的检波器制作模块，包括电子管、半导体三极管或之间的任何东西。你选择的模块可以附上每一块底板，制作单回路或双回路接收机。

  

希望你远距离接收（DX）成功！Dave - N2DS  

矿石机天线调谐器

矿石机选择开关底视图   

矿石机检波调谐器

[ 本帖最后由 mak1939 于 2006-12-23 15:27 编辑 ]

mak1939

  

  

  

利用新的反绕双值线圈和尖锐选择性调整的高灵敏度高选择性单回路四波段矿石机

及测量 L/C 谐振回路无负载 Q 值的方法

                              

原著：Ben H.Tongue

  

  

  

反绕线圈  

         

第64号反绕线圈矿石机

     
原著：Dave Schmarder

  

   

这三篇关于设计 矿石收音机反绕线圈 的文章已经上传完毕。

  

  

[ 本帖最后由 mak1939 于 2006-12-23 17:25 编辑 ]