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声明：
1.本帖将向您介绍OCL互补对称放大电路以及在850型OCL功率放大电路中的实际应用，后续会由浅入深，介绍一款全对称式OCL功率放大电路，以及它的设计思路和计算方法。
2.本帖偏向于电路设计，故后面介绍的全对称式OCL功率放大电路会比较复杂，读者可以根据实际需要进行改动。
3.由于本人学术水平有限又想尽自己所能分享自己的认知，故本帖所有的内容仅为本人观点，为尽量避免偏见和谬误，本帖虽然经过本人多次审阅之后才发表，但不妥甚至错误之处一定不少，恳请各位批评指正，预致谢意，也希望大家多多交流，若拙帖对您有所帮助，则幸甚！
**********************************以下为正文***********************************
首先我们来看一下OCL互补对称放大电路【图一】，可以发现本电路由两组电源和两只极性不同的三极管构成。为了更好地分析工作原理，我们假设每个三极管线性非常好，且在基极和发射极之间加上电压三极管就导通，此时若输入信号为正半波时（即Ui>0），NPN三极管T1导通，PNP三极管T2截止，电流按图中红线流过，负载上的电压上正下负，输出正半波；若输入信号为负半波时（即Ui<0），PNP三极管T2导通，NPN三极管T1截止，电流按图中蓝线流过，负载上的电压上负下正，输出负半波，这就是OCL互补对称放大电路的工作原理。但是等等！！！我们刚才假设了每个三极管线性非常好，且在基极和发射极之间加上电压三极管就导通，可实际上半导体器件是非线性元件，它的伏安特性曲线类似于平方律曲线的一部分，随着Ube的逐步增大，三极管发射结电流会逐步增大，进而控制集电极电流按照发射结电流的倍数逐步增大，但这个过程是非线性的，所以此时就会产生交越失真，究其原因是由于过零点以及半导体三极管的非线性引起的，所以这种失真在某些教材中也叫“过零失真”和“非线性失真”。那么如何解决这一问题？其实很简单，就是选取半导体器件伏安特性曲线上线性比较好的一部分，我们让三极管的发射结电流在这个区间内变化即可，解决方法就是提前给发射结加上一个合适的直流偏置电压，让发射结预先有一个直流电流流过。对于硅半导体器件，我们常取0.7V，这就是模电书中常说Ube=0.7V，Uon=0.7V的由来。【图一】下半部分的电路，由于加了R1,D1,R2,D2构成的直流偏置电路，因此可以很好地消除交越失真，可能看到这里有朋友会问，D1,D2是半导体二极管具有单向导电性，而交流信号是电压极性来回变化的信号，此时交流信号如何通过呢？其实有这个疑问是因为没有弄清半导体二极管的伏安特性曲线，既然此时二极管已经正偏导通了，就说明二极管和一根导线差不多，当然可以通过交流信号了。
下面我们用850型OCL功率放大电路举例，给大家看一下OCL互补对称放大电路的实际应用【图二】。在本电路中，T1,T2构成的差分放大电路为输入级（至于输入级为什么用差分放大电路，大家可以先思考一下），T3构成的共射放大电路为电压放大级，T4,T5构成OCL互补对称放大电路为互补输出级，D1,D2为提供直流偏置电压的半导体二极管，但由于该级输出电流有限，又加了T6,T7进行扩流。工作原理就是输入信号经T1放大之后送入T3的基极再进行放大，再送入T4,T5构成OCL互补对称放大电路为互补输出级，经T6,T7进行扩流之后驱动负载（扬声器）。由于OCL功率放大电路不允许负载（扬声器）上带直流，但电路的零点漂移是客观存在的，所以我们必须想办法抑制零点漂移，此时输入级用差分放大电路的优势便显现出来了，若中点电压升高，这个直流电压就会经R6反馈到T2基极，此时T2发射极电流会增大，由于T1,T2是发射极耦合的，因此T1发射极电流必然减小，R3压降必然减小，T3导通程度必然减小，T4导通程度必然减小，T6导通程度必然减小，这样中点电压就降下来了；若中点电压降低，这个直流电压就会经R6反馈到T2基极，此时T2发射极电流会减小，由于T1,T2是发射极耦合的，因此T1发射极电流必然增大，R3压降必然增大，T3导通程度必然增大，T4导通程度必然增大，T6导通程度必然增大，这样中点电压就升上来了。本电路的闭环增益由R5,R6共同决定，为(R6+R5)/R5。
想必大家到此也清楚了OCL功率放大电路的工作原理，那我们一起来设计一个OCL功率放大电路吧，设计要求如下：输出功率100W(Rl=4Ω)，闭环增益30倍左右，低频转折频率5Hz以下，电路要求很高的稳定性。根据设计要求，第一步我们先来设计互补输出级，电路如下【图三】：
本级电路决定输出功率，我们先根据输出功率选择合适的电源电压。Pom=VCC^2/2Rl=100W，
VCC=28.28427V，我们考虑到管压降，取±30V给本电路供电。为了尽量减小交越失真并提高效率，本级电路的静态电流设为50mA，此时静态管耗P=UI=30V*50mA=1.5W。R25,R26分别为VT14,VT15的负反馈电阻，值越大失真越小，但损耗将会增大，一般应小于负载阻抗的1/10，这里选用了较大的0.47Ω，由于此电阻承受大电流，因此有必要计算其可能出现的最大功率。我们假设三极管击穿时电源电压全部加在此电阻上，则P=U^2/R=1914.89362W。可实际上我们的电源容量最大只有4.5A，甚至超过4A保险丝就会熔断，因此P=(I^2)*R=9.5175W。我们选用安全稳定，不易燃烧的10W水泥电阻，型号10WR47J。R23,R24为VT14,VT15的基极电阻，它主要是为了在并管扩大输出电流时平衡各个三极管基极电流，因此值不宜过小，否则不起作用，也不宜过大，以免难以驱动VT14,VT15，通常取R25,R26的十倍即可，47Ω。VT14,VT15选用IC>4.5A，UCE>30V，P>50W的三极管即可，尽可能多留一些余量以免出现意外，我们选用2SA1943和2SC5200。由于负载（扬声器）的特殊性，它除了具备阻性（扬声器音圈电阻）还具备容性（线材分布电容，分频器）和感性（扬声器音圈电感，分频器），因此有必要用对应电路消除负载（扬声器）的容性和感性。对于容性我们用L1,R27消除，我们取经验值，L1=1uH，R27=10Ω，值得注意的是L1的线径必须要能承受足够大的电流，4.5A，我们选用1mm线径粗漆包线进行绕制；对于感性我们用C9,R28消除，我们取经验值，C9=0.1uF，R28=10Ω，J1-A为扬声器保护电路中继电器的常开触点，值得注意的是其触点容量必须要能承受足够大的电流，4.5A，我们选用触点容量高达10A的继电器。
第二步我们设计互补推动级，其实这一级的工作原理和互补输出级是一样的，只不过它不需要输出太大电流，只要可以推动VT14和VT15即可。电路如下【图四】：
本级的静态电流取10mA以上就足够了，但为了更好地推动VT14,VT15，我们取较大的50mA。对于VT12,VT13的发射极电阻R21,R22，我们只要能保证电阻上的压降足够可以让VT14,VT15进入线性区即可，所以最少取0.7V。关于R21,R22阻值的选取，计算方法如下：R=0.7V/50mA=14Ω，我们取15Ω即可。VT12,VT13只要Uce>60V即可，随便一个中功率三极管即可满足要求，考虑到它们要和VT14,VT15安装在同一块散热器上进行热耦合，因此我们选用便于安装的2SC2073,2SA940。
第三步我们设计互补电压放大级，以及互补推动级的直流偏置电路。电路如下【图5】：
本级静态电流取5mA就可以了，为了降低增益并减小失真，VT9和VT10的发射极反馈电阻R17,R18选用470Ω，其直流压降约为2.3V。VT9,VT10不需太大功率，但要注意Uce>60V，因此选用2N5401和2N5551就足够了，为避免自激，还应在VT9,VT10基极和集电极之间并联100PF小电容C5,C6。VT11负责向互补推动级提供直流偏置，原本它不需要太大功率，但要注意Uce>60V，且为了和VT12~VT15进行热耦合，选用2SC2073。从图可知，VT11的Uce只要略大于2.8V就可以了，其集电极电流为5mA，基极电流为5mA/βVT11=5/40=0.125mA，为VT11提供偏置电压的电阻电流以基极电流的10倍为佳，故IR19=1.25mA，取VT11的Ube=0.7V，则R19=0.7V/1.25mA=560Ω，我们取接近且略小的470Ω，根据Ubc=Uce-Ube=2.8-0.7=2.1V，我们计算到R20与R#1的并联值R=2.1/(0.7/0.47)=1.41K，取R20=3K，R#1=4.7K即可，C7,C8为直流偏置电路的滤波电容，取10uF即可。D5,D6是电源隔离二极管，一旦输出电流增大导致电源电压下降，将暂时切断前面电路的供电，前面电路的供电由滤波电容提供，此时电源只为互补推动和互补输出级供电。
第四步我们设计输入级，差分放大电路，电路如下【图六】：
本级电路中，每个差分管的静态电流为1mA即可，以VT5,VT7构成的差分放大电路举例，R9两端压降为R17两端压降与VT9的Ube电压之和，即2.3+0.7=3V，故R9=3V/1mA=3K。R11为VT5发射极电阻，作用是降低增益，一般取几十欧姆就够了，这里选用的是47Ω。
VT3构成差分放大电路的恒流源，电流为2mA，其电流计算公式为：I=(Ub-Ube)/R7。D3选用3.3V稳压二极管1N4728，则R7=1.2K。VT1构成D3的恒流源，为了保证D3的稳压效果，电流应尽量大一些，为4.6mA，电流计算方法与上面所述一致。其他电路计算方法与之相同，这里不再赘述。
稳压二极管两端并联的电容取10uF即可，这些三极管同样也不需要太大功率，但要注意Uce>60V，选用2N5401,2N5551即可。
第五步我们设计反馈电路以及运放中点伺服电路。电路如下【图七】：
本级电路决定闭环增益和低频转折频率，先来看低频转折频率，它由音频信号输入耦合电容C13，电阻R32和反馈电路中的电容C12，电阻R31共同决定。我们令f=5Hz，R31=R32，C12=C13=10uF，并按照公式R=1/(2ΠfC)计算出R31,R32的阻值为3183.09886Ω，我们取接近且阻值稍大的3.3K即可。闭环增益由R29和R31共同决定，计算公式为(R29+R31)/R31，R31阻值已经确定，我们计算出R29=95.7K，取最接近的100K即可。C10为反馈电路中防止高频自激的反馈电容，C11为音频旁路电路，作用是旁路掉输入信号中不必要的高频成分。对于运放中点伺服电路的设计，必须注意RC时间常数，如果时间常数太大，中点电压偏移时恐怕来不及修正，时间常数太小，对于低频信号往往会产生衰减，一般时间常数略小于低频转折频率的周期即可。值得注意的是，如果对低频响应有更严苛的要求，可以去掉C12，但此时有必要增加运放中点伺服电路进行中点电压的控制，如果保留C12，运放中点伺服电路则可以省略。
最后，我们选择合适的滤波电容，将电路完善一下，这样电路就设计好了【图八】。
在本电路中，除互补输出级发射极电路要求10W功率以外，其他电阻选用1/4W即可。
补充内容 (2020-7-19 09:21):
更正：图二R9参数标注有误，应为22Ω，望大家看帖时注意，正确的图在6楼。 |
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发表于 2020-7-18 10:43:22
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