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二极管平方律检波原理
这种电路,在信号很小时,主要靠二极管非线性的平方项来检波,高次项非常小,可以忽略,所以也称为“小信号平方律检波器”
设y=V*sin(t),经平方计算得到 U = y*y = V*V(1-cos(2t))/2,滤波后输出得到 U = V*V/2,因此,平方律检波器还有一个特点就是:输出信号U与输入信号V的平方成正比。
一、关于二极管小信号检波器等效内阻的解析表达
1、小信号条件下二极管方程的马克劳林展开式
二极管方程是 I = Is*[ exp(V/uT) - 1 ],式中uT是热电压,V是二极管的压降,I是二极管的电流,常温下uT是26mV。由于实际二极管不是理想二极管,所以实际计算采用的uT会比26mV大一些,实际uT与标准uT的比值称为理想因子n。
记 x = V/uT,使用马克劳林级数将二极管方程展开得到
I = Is*( x + x^2/2! + x^3/3! +x^4/4! + ……),式中x=V/uT
当V是小于uT的小信号,我们可以忽略高阶小量得到
I = Is*(x + x*x/2),这就是小信号二极管方程,非线性部分是x*x/2
2、二极管零点微变电阻
对小信号二极管方程求导得到 dI/dx = Is*(1+x)
所以 Rd = dV/dI = d(x*uT)/dI
= uT*dx/dI
= uT/[Is(1+x)]
当x=0时(此时V=0),得零点 Rd = uT/Is 约= 26mV/Is
下文所述的Rd均指零点Rd
3、二极管电阻
仿照《物理学》或《电工学》中电阻的定义来推导,即利用公式R=V/I来计算
R = V/I
= V/[Is*(x+x*x/2)]
= (uT/Is)/(1+V/uT/2)
约= Rd*(1-V/uT/2),(注:这个约等使用二项式定理得到)
可见,当信号很小时,二极管电阻约等于Rd
二、正向电阻与反向电阻
1、正向电阻与反向电阻
由上面推导的“二极管电阻”公式可得:
设输入正向电压为+V,则正向电阻 R1 = Rd*(1-V/uT/2)
设输入反向电压为-V,则反向电阻 R2 = Rd*(1+V/uT/2)
算术平均电阻 R平1 = (R1+R2)/2 = Rd
几何平均电阻 R平2 = sqrt(R1*R2) = Rd*sqrt(1 - (V/uT/2)^2) 约= Rd
正反向电阻差 ΔR = R2-R1 = Rd*V/uT
2、关于二极管检波器电流的计算
为了简单起见,设输入的高频信号是方波,幅值是V。请参数等效电路图。
设检波输出电压是u0,则有
正向电流:I1 = (V-u0)/R1
反向电流:I2 = (-V-u0)/R2
小信号时检波效率很低,所以u0远小于u,因此,即使用正弦波输入,正向电流的导通角基本不受u0的影响,正向导通角是180度。因此可以简单的认为,小信号检波时,信号正半周到来时正向开关K1打开,负半周到来时K2打开。一周期内流过二极管的平均电流是。注意,图中的K1与K2是开关示意,不是普通二极管,而是“没有压降的特殊二极管”。
设一个高频信号周期内的平均电流为Id,那么有:
Id = (I1+I2)/2
= [(V-u0)/R1 + (-V-u0)/R2] / 2
= [V*(R2-R1) - u0*(R1+R2)] / (R1*R2) / 2
因为sqrt(R1*R2) 约= Rd,(R1+R2)/2 = Rd,R2-R1 = Rd*V/uT,
所以 Id = (V*V/uT/2 - u0) / Rd
3、小信号检波输出电压u0及输出功率P的计算
电容器上充放电是平衡的,平均电流是0,所以Id = u0/Rx
因此有 (V*V/uT/2 - u0) / Rd = u0/Rx,得到
输出电压 u0 = V*V/uT/2 * Rx/(Rx+Rd),(输出电压u0与输入高频电压V之间是平方关系,平方律检波器具有这样的特点)
这是一个典型的分压电路的公式,即电源电动势为V*V/uT/2,电源内阻是Rd,负载电阻是Rx。
当Rx=Rd时负载取得电最大功率,功率用 P = u0*u0/Rx 计算
以上u0公式是基于方波推导的,如果要计算正弦波,就直接用正弦波的有效值代入计算即可。
4、算例
例1:设 uT = 27mV,Is = 400nA,输入方波电压为30mV,负载91k,求输出电压u0
Rd = 27mV/400nA = 67.5k
u0 = V*V/uT/2 * Rx/(Rx+Rd)
=0.03*0.03/0.027/2 * 91000/(91000+67500)
=9.6mV
例2:设 uT = 27mV,Is = 400nA,输入正弦峰值电压为30mV(峰峰60mV),负载91k,求输出电压u0
正弦波的有效值是V=30/sqrt(2)=21mV
Rd = 27mV/400nA = 67.5k
u0 = V*V/uT/2 * Rx/(Rx+Rd)
=0.021*0.021/0.027/2 * 91000/(91000+67500)
=4.7mV
5、小信号检波器的阻抗
1、输出阻抗:
上面经以讲到,从输出端看,输出的模型是一个电压源,内阻是Rd,电动势为V*V/uT/2,式中V是高频信号的电压,正弦波V使用高频电压的有效值。
2、输入阻抗:
由于小信号的检波效率十分低下,u0很小,所以负载Rx能量损耗可以忽略。所以大部分能量损耗在正向电阻R1和反向电阻R2中,因此在一个高频信号周期中,阻抗取R1与R2的平均值即可,其值就是Rd。
三、二极管小信号检波的等效电路
由上面分析得知,高频正弦信号与音频信号的转换方程:
u0 = V*V/uT/4 * Rx/(Rx+Rd)……式1
式中V为高频正弦电压峰值,Rx为音频负载阻抗,Rd为二极管的零点电阻,u0为音频输出信号。
从此方程易得知,如果高频信号V已知,那么只用当Rd=Rx时,音频输出功率最大,这就是音频部分的阻抗匹配。
式1可以看作,二极管的音频输出回路有一个电动势 ε = V*V/uT/4,电源内阻是Rd。
所以在音频阻抗匹配的情况下就有
u0 = V*V/k,式中k = 8*uT ……式2
由于小信号检波效率很低,所以二极管输出的损耗很小,主要高频能量损耗为(R1+R2)/2=Rd,详见上图的等效电路,二极管的输入阻抗就是Rd。
四、小信号检波与LC的匹配问题
这里所述的匹配不是传统的匹配,而是一种“畸形匹配”,没有数学上的美感,但矿机需要这么做,目的在于使用音频输出最大。
设LC的空载谐振电压为V0,阻抗为R0,为了顺利进进能量计算,可以把LC电路看作一个内阻为R0电动势为V的电压源。所以二极管的高频输入信号为
V = V0 * Rd/(Rd+R0) ……式3
因此音频功率输出为
P = u0*u0/Rx
= u0*u0/Rd (Rx=Rd时得最大输出)
= (V*V/k)*(V*V/k)/Rd,式中k=uT/8
= V^4/(k*k*Rd)
把式3代入得到
P = V0^4 * Rd^3/(Rd+R0)^4 /k^2
P是关于Rd的函数,对它求导数,可以得到极值:
P'= (V0^4 / k^2) *[ 3*Rd^2/(Rd+R0)^4 -4*Rd^3/(Rd+R0)^5]
当 P' = 0 时,P取得最大值,所以 3*Rd^2/(Rd+R0)^4 -4*Rd^3/(Rd+R0)^5 = 0
所以得到 Rd = 3R0时输出的音频功率P最大,此时音频输出电压及功率分别是
u0 = V*V/k
= [ V0 * Rd/(Rd+R0) ]^2 /k
= V0*V0 *(9/16) / k
P = u0*u0/Rd
= (V0^4/R0)*(27/256/k/k)
把k=8uT代入最后可得
u0 = V0*V0 *(9/128) / uT ……式4
P = (V0^4/R0)*(27/16384/uT/uT) ……式4
在运算过程中,音频输出回路满足Rx=Rd时,输出最大,高频满足Rd=3R0时,得到的音频电动势最大。前者是一个阻抗匹配,后者不是传统的阻抗匹配,但使ε最大化,同时使得能量在输入回路的损耗比传统的阻抗匹配的损耗更小,本文称这种变形的匹配方法为“畸形匹配”。
五、衡量小信号大环加二极管检波综合效率的初步方案
1、基本运算方法
在实现高频阻抗畸形匹配及音频阻抗匹配以后,看看小信号情况下大环所能提到的音频功率P,所得P值越大,大环效率越高。
式4中的V0指的是大环空载电压,利用平面电磁波的一些公式进行变换得到
V0 = ωQEμS/η,式中S是大环的面积,由单圈面积s乘以圈数N得到。μ是真空导磁率,其值为4*3.14*1e-7,η波阻抗,其值为377欧,ω是频率,Q是线圈品质因数
因此 V0 = c*QS,式中 c = ωE*3.33e-9
当频率给定,场强给定,不同大环的c值是相同的,差别主要是Q与S
因此最后音频输出功率为
P = [(c*Q*S)^4/R0] * (27/16384/uT/uT)
因为 R0 = ωL*Q,所以
P = Q^3*S^4 / (ωL) * (c^4/27/16384/uT/uT) ……式5
表面上看式5有点复杂,其实不然,式中(c^4/27/16384/uT/uT)是一个与场强以及二极管参数有关的参数值,与大环无关(前提是实现匹配)。因此我们主要考查前半部
A = Q^3*S^4 / (ωL) ,式中S为大环等效面积(N*s)……式6
A值越大,大环效率越高。
以我的大环为例,600kHz时,Q = 230,ωL = 565欧,S = 5.7平方米,所以 A = 22.7兆
2、A与线圈数N的关系
L与N接近平方关系,我们要取得更好的效果,就要防止L过快的增加,记得龙虾坛友做过实验,把线圈分段大间距绕制,那么会产生什么效果呢?结果就是L明显变小,分布电容减小使得介损变小,但总体有望使Q值不变,或有上升,这样综合效果就是A值得升,P值同步提升。
大环的许多琢磨不定的行为,可以使用A = Q^3*S^4 / (ωL)评价它。
[ 本帖最后由 xjw01 于 2010-8-21 18:38 编辑 ] |
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