DDM掌上电桥2：开发 a Mouse size LCRmeter

ninghuchong

留个记号 。

把酒/pj问情

  这彩屏挺好看。

01pow

DDM掌上电桥进展：

AFE03

1.模拟电路修改，DAC输出一个运放作放大，另一个作缓冲，VI变换也是，解决ADC高速采样，内阻低（<1K)问题
2.自动搜索功能，待测元件夹上后，频率、RS、信号增益自动调节，搜索测量参数，5到8秒显示结果
3.软件判断波形失真，调节测量信号强度
4.通讯功能，测量数据在触摸屏显示

diodetu

测试夹

通过转换夹接口，二极管搜索成功

diode HMI

二极管数据在触摸屏显示

dgtu

测量极端的数据还要手动设置

22nH电感

10n电感，波形图，电流波形在过零点有失真，反射到电压波形的峰值点

电容

电容数据在触摸屏显示

电阻

电阻

电感

电感

下一步调试校准，RS标定代码

全景

pos

我也记号一下

jiadong2014

不错，记号一下

皋城瑶珄

正打算入手台电桥，这个方便携带啥时候才能出套件？

jhnewboy

记号一下，等套件

爆炒人参

开源吗？？？

gedas

记号，这个东西很好

MF35_

有个问题啊，半桥运放的负输入端作为悬浮地是存在跟踪误差的，需要三点测量来校正，我看你的电路之测量被测元件激励端和半桥输出端，半桥负输入端的误差怎么校正的呢？

另外我不太理解你的计算过程是怎么样的，我使用的是离散乘法检波的原理，就是将N个采样点数据分别和N个同步的正弦、余弦基准数据相乘，然后分别取平均值，最后乘余弦那组数据得到的就是(A/2)*cos(φ)，乘正弦的那组数据得到的就是(-A/2)*sin(φ)，这样就可以得到电压和电流的向量a+bj和c+dj，然后用U/I求解得到阻抗的实部和虚部，这个方法和模拟积分器求解过程其实是一样的，只是ADC的量化误差要比模拟积分器小的多，所以更精确，我通过虚拟数据仿真计算得出，对于12bit的ADC，其实只要每个周期采样8次就可以得到比较精确的结果，再增大采样次数精度也不会怎么增加了，应该是受ADC字长所限导致的固有量化噪声。

01pow

MF35_ 发表于 2014-12-1 20:40
有个问题啊，半桥运放的负输入端作为悬浮地是存在跟踪误差的，需要三点测量来校正，我看你的电路之测量被测 ...

正弦波中点检测问题：运放的中点定位在Vcc/2，信号幅度在0~VCC变化。虚地点就是Vcc/2.
V，I信号中点变化时，如何检测？
我用的办法是：分析AD采样值，将采样值取出最大最小值，即峰谷差值，这个值得一半就是信号中点。
V，I分别算出中点，如果差别在允许范围内，就继续测量。

数据计算方法：用你提到的DFT方法试过，结果波动较大，可能因为波形失真的原因，测量信号通过运放时，中点和峰谷点出现失真的可能最大。采样16个点，中点2个，峰谷点2个，我在计算时不用这些点，比如用45度，135度这两个正交的数据可以计算结果。

采样数据的排序：V，I信号同步采样，得到2个数组，V[16]，I[16]；2个数组对应的值相位相同，相邻值，相差固定=22.5度。
V[16]数值由小到大，通过中点的位置，就是0度相位点，数据从这个点重新排列，就得到在触摸屏看到的图形。
这组数据每隔90度取出值，可以计算1个结果，计算方法和相位检波法相同，去掉8个点，留下8个点，取平均，得到最后结果。

在LCR表显示屏最下2行，绿色值是中点数值，红色值是幅度值，即峰谷值的一半

MF35_

01pow 发表于 2014-12-2 15:06
正弦波中点检测问题：运放的中点定位在Vcc/2，信号幅度在0~VCC变化。虚地点就是Vcc/2.
V，I信号中点变 ...

你没理解我的意思，我的意思不是说虚地的直流误差，这个直流误差是可以通过两个峰值来校正。

但是，由于运放输入端的电阻不为无穷大，电容不为无穷小，所以在输入端是有一些交流信号漏上去的，这个漏信号会影响测量精度。

这个漏信号和电流信号同相位（如果参考电阻比较理想），和电压信号有相位差（取决于被测元件），所以，被测元件上的瞬时电压应该为被测元件输入端瞬时电压减去运放负输入端瞬时电压，参考电阻上的瞬时电压为运放输出瞬时电压减去运放负输入端瞬时电压。

因此，要得到真是的V、I瞬时电压，就必须三个点同时测量（使用模拟积分器的模拟电桥也是如此测量的），所以需要三路ADC同时采样。至于前端电路带来的非线性失真，这个只能从电路上想办法，比如选用低失真的运放，同时，由于输入电压幅度比较大，因此，运放的摆率也是不能忽略的参数，否则摆率上不去，前端缓冲运放的输出就会有比较大的失真。

你的计算方法和我的本质上是相同的，我用的DTF算法可以不考虑采样点在周期内的位置，只需要和参考信号的相位对齐即可。而你的方法由于需要找到一个完整波形的起点，那么就需要足够多的采样点，否则波形起点与参考信号之间的相位关系就存在一个误差，这个误差和采样点数的倒数成正比，相位误差最大值为（360/采样点数/2）。而使用DTF算法，最终的误差只取决于激励信号的噪声（包含失真产生的谐波）、ADC量化误差、ADC非线性误差三个量（这个有数学公式可以证明），而后两个量在这里微乎其微，而且是绝对误差，理论上可以通过软件校准掉，我用数据仿真计算的时候（此时可以认为信号源噪声为0），模拟12位ADC数据，测量1度相位的误差是0.1%，测量0.1度相位时的误差是大约是1%，可见ADC误差基本恒定，所以最终只需要提高信号源质量就可以得到很好的测量效果。

01pow

我的电路基本理念是允许有失真进入采样值，并认为这些失真在0度，90度最严重。
采样数组重心排列是为了筛选出这些点，而其余数据是可信的。
对于lcr测量，采样信号有一个正交点准确，就够了，不必全部信号都准确。

jackfrost

MF35_ 发表于 2014-12-2 19:32
你没理解我的意思，我的意思不是说虚地的直流误差，这个直流误差是可以通过两个峰值来校正。

但是， ...

      是的，我也跟你采用类似的方法，要保证参考信号跟采样相位的同步，并且波形正如你所说的，波形质量也很重要，失真要小。我后来是用CPLD来产生相位同步的信号，一个是用来控制ADC采样，我用的是外置的16BIT高速SAR ADC芯片，另一个是用来产生参考波形的方波，方波再经过8阶LPF+2阶BPF来过滤，这样参考信号能比较纯洁，不过每一个频率点就必须有一大堆滤波器，条件所限，没有做PCB，直接是洞洞板+开发板+杜邦线搭的，所以当时只弄了一个频点，整个电路也比较复杂。我最初的时候也是采用STM32的内置DAC+内置高速12BITADC来弄，想电路简单，少花钱多半事，我水平有限，试验了下效果确实不大好，原因大致分析也就正如你所说的，后来就越改越复杂。因为我是纯粹是自己做着玩的，所以还用上了16BIT的高速ADC，一个ADC芯片就得80了，有点烧包了，谁让咱是发烧友呢，就是任性
      还有一点就是对元件、电路的选择，很同意你的观点，有些地方并还是要靠些高素质的硬件、电路做保证的，单纯的依靠简单的电路廉价元件然后软件来调整这个恐怕很难，所以你看看那些靠谱厂家生产的LCR仪拆开后电路如此复杂，并且有很多肉 ，相信这些厂家也不是傻子，成本也要控制，能不下好料就不下，毕竟一分钱一分货，所以精度尚可的台式LCR价格还是比较贵的。