低失真放大器
放大器的失真一直是个不绝的话题，如何减小失真，各位高朋是见仁见智，各有各的高招。我从个人理解出发，谈一谈如何减小放大器的失真，以及实际的电路实践制作。因为失真也有很多类型，大部分都可归结到放大器中晶体管本身的原因，所以这里仅以晶体管本身特性为主，只引用简单的公式，没有玄而又玄的高大上分析。放大器失真的由来
放大器的核心是有源器件即晶体管或电子管。以晶体管中的双极型晶体管共射放大器为例，由于本身特性使然，其特性曲线的弯曲部分必然使波形发生畸变，畸变的大小，可以通过晶体管的基-射结电压／集电极电流变化比的转移特性来观察。其转移特性公式为：
Ube=k/q*T*ln(I1/I0); (1)
其中：
Ube 在基-射结上呈现的信号变化电压
k/q*T 波尔兹曼常数与电子电荷之比与绝对温度的乘积，常用值为26mV
I0 静态集电极电流
I1 变化后的集电极电流
因此公式可以简化为 Ube=26mV*ln(I1/I0)。 (2)
如果设基-射结上出现的电压变化Ube=1mV，那么可以得出电流的变化比I1/I0=1.03921，扣除基数1，得到电流的变化为3.921%。
进一步地，若基-射结上出现的电压是一个理想正弦波，正峰与负峰对称，那么正峰时I1/I0=1.03921，负峰时I1/I0=1/1.03921=0.96227。
假如静态电流I0设置为1mA，则正峰时变化的电流为1.03921mA-1mA=39.21μA，负峰时变化的电流为1mA-0.96227mA=37.7306μA。
显然，两个方向上的电流绝对值不相等，输出信号发生了幅度畸变。畸变的比例是39.21/37.7306=1.03921，即1mV的输入信号电压，可以使输出信号电流发生3.921%的幅度畸变，这和上述结果完全一致。通常认为电阻性负载是个恒定值，所以输出电流在负载上呈现的电压，同样发生了3.921%的幅度对称性变化。
如果输入信号再增加1mV，那么在之前的1mV基础上，输出电流再增加3.921%的变化，即电流变化率为I1/I0=(1.03921)^2=1.079959，达到了8%的变化率，由此可以得出结论，双极型晶体管输出信号的畸变，随输入信号的增加呈指数式上升。可以简单地算得，一个出现在基-射结上的输入信号如果达到10mV，那么它的输出电流失真将达(1.03921)^10=1.469，即电流摆幅的对称性缺失（幅度畸变）达到了46.9%。
同样地，在结型场效应晶体管中也有类似的情况，参考资料中提供了理想情况下，共源放大器的二次谐波失真公式，其失真的百分比率为：
D2=-Vgm/*100%， (3)
我将这个公式直接拿来用于下面的计算中。
式中：
D2 二次谐波失真的百分比值
Vgm 信号的摆幅（即峰值）
等式右边的符号与式中的Vp值相同，当晶体管为P沟道时，负号取消
对于一个实际的共源放大器，设Vp为-0.63V，Vgs为-0.5V，Vgm为1mV，代入(3)式得到D2=0.1923%；若Vgm增加到10mV，则结果为1.923%；当然Vgm=100mV时，D2就等于19.23%。
显然共源场效应管放大器的二次失真随着输入信号的增加而线性增加，这情况比双极型晶体管要好一些。由于二次失真在全部失真中占了最大比例，所以可只以二次失真来表示场效应管放大器的失真，而与结论没有显著影响。电子管与场效应管在特性曲线上的情况近似，故不再赘述。
场效应管的失真还与本身的偏置特性相关。从上式中可以看出，夹断电压Vp的绝对值越大且跨导越小的晶体管，在同一偏置电压Vgs下的失真会更小一些。这也意味着Vgs值离开Vp值愈远，失真愈小。
对于增强型的N沟道场效应管，特别是跨导较大的开关管，若将坐标上移至Vp处，并消去(3)式右边第一个负号，结果应该也是可以参考的，前提是|Vgs|<=2|Vp|。
（待续）
这里重视基础的不太多，虽然是基础的东西，确仍然有不少人感觉这所谓的基础有点高冷。所以不是太受待见，有共鸣者就比较罕见了。 失真的减小
从上节可知，放大器在不采取任何措施的情况下，失真随着输入信号的增大而增加。对于双极型晶体管，输出电流失真随输入信号每单位数值比例的正指数次方增加；对于场效应管，输出电流的失真则与输入信号的增加成正比。
减小放大器失真的方法很多，但最终目的都是充分减小输入信号在输入端上的作用范围。当输入信号被压缩到10%幅度范围内时，双极型晶体管可将失真减小为原来的8.36%（即3.921/46.9，参考(2)式）；而场效应管可将失真减小为原来的10%（即0.1923/1.923，参考(3)式）。
（１）常用的一种方法是在射极串联一个交流不旁路的电阻，以提高输入电阻，进而使基-射结上输入电压变化减小。若输入信号为100mV的水平，且射极电阻设为1KΩ，Ic设为1mA，那么在电阻上呈现的100mV信号电流为100μA，通过式(2)可得知，基-射结上的电压变化为2.478mV，比直接加在基-射结上的电压要小得多。
双极型晶体管共射放大器的输入电阻一般公式为
Ri=β*26mV/Ic (4)
在射极没有电阻串联时，Ic偏置为1mA时，若设β=100，则输入电阻Ri为2.6KΩ，100mV输入信号在其上将产生约38.46μA的基极电流，经β放大为3.846mA的Ic，于是电流比变为3.846，代入(2)式得Ube为35mV，此时的波形失真为384.6%。
Ube=2.478mV时，电流比为1.1，意味着得到了10%的失真率，是射极无电阻时的0.026倍。
如果希望这个电压小于1mV，那么射极电阻就要大于等于2.55KΩ。在射极跟随器或者有电流反馈的放大器中，这种应用是很常见的。
对于场效应管，可以看成是输入信号Vgm等于源极电阻Rs上产生的输出电流与当前工作电流下的跨导之比与源极输出电压的和，即
Vgm=Vs* (5)
可知信号在栅-源上的变化大小为
Vgs=Vs/(Rs*Gfs) (6)
设源极输出电压Vs=100mV，源极电阻Rs=1KΩ，当前偏置下的Gfs=10mS，代入(6)式得Vgs=0.01V=10mV，代入(5)式得输入信号Vgm=110mV，栅-源结上的信号电压是10mV，是输入信号幅度的1/11，将Vgm与Vgs分别代入(3)式，得到无源极电阻时的失真率21.154%和有源极电阻时的失真率1.9231%。
（２）第二种方法是通过大的开环增益，连接成闭环之后的负反馈放大器，通过剩余的增益来抵消原始的输入端失真，从而获得低的失真度，这种方法经常通过使用运放来获得期望的指标。
设某型号双极型输入运放的开环增益为120dB，开环截止频率为10Hz，增益带宽积为10MHz。如果期望40dB（100倍）的闭环增益，那么此时的带宽为10MHz/100=100KHz，那么剩余增益为120-40=80(dB)，这80dB增益被用来对输入信号进行负向抵消，抵消的倍数是80dB=10,000倍，即将输入信号在第一级放大级输入上出现的幅度减为1/10,000，这就有效地降低了首级产生的失真。
但这是理想的情况，事实上频率越高，开环增益就越低，闭环时获得的改善也就越少。仍以40dB的闭环增益为例，若期望在20Hz~20KHz的频段内获得失真的改善，试问能改善多少？
假定输入信号摆幅为10mV，由于运放输入级为双极型晶体管，因此开环失真为46.9%。
可以先计算20KHz处的失真。增益带宽积被20KHz除，得500倍。由于在此处的增益还要下降3dB，所以20KHz频率的实际开环增益是354倍即50.9691dB。
减去40dB的闭环增益，剩10.9691dB，等于3.54倍，它的倒数为0.283，即运放首级产生的失真可被降低为0.283倍，或46.9%*0.283=13.3%。
再计算10KHz处的失真。增益带宽积被10KHz除，得1,000倍，-3dB增益为707倍即56.99dB。减去40dB得16.99dB，等于7.0711倍，失真降为46.9/7.0711=6.633(%)。
接着计算1KHz处的失真。遵循同样过程，可得到10,000倍，-3dB增益为7071倍或76.99dB，减去40dB得36.99dB，等于70.71倍，失真降为0.6633%。
还可以直接线性推出100Hz处的失真是0.06633%。
因为开环截止频率为10Hz，所以还要计算20Hz处的闭环失真。由于在音频区域内失真线性降低，所以20Hz处的失真为0.06633%/5=0.0133%。
此外，对于场效应管输入的运放，因为失真与输入信号表现为简单的一次函数，所以预期的失真会比双极型输入运放更低一些。
从以上描述中可以得到放大器关于失真的一般规律：
．闭环的失真比开环的失真小。
．闭环增益取得越低，失真改善越好。
．频率越低，闭环失真改善越好。
．开环增益越大越好。
．增益带宽积越大越好。
（待续）
小信号放大器实例
用运放制作放大器已经屡见不鲜，无论怎么做都能达到相当不错的失真度指标。然而作为高增益放大器的实践，不妨看看分立元件的单级放大器，究竟可以达到什么样的水平。
按上节总结的一般规律，开环增益越大越好，对于单级放大器能想到的是负载电阻一定要大，能有多大就多大，这很自然地会想到使用恒流管作为负载的方式。
当晶体管使用了恒流管作为负载时，晶体管本身的输出电阻就成为需要重点考虑的问题。输出电阻是和负载电阻并联的，因此实际的负载电阻要远小于恒流管能够提供的阻抗。
结型场效应管在很小的工作电流下，具有极其平直的输出饱和区，同时恒流管的结构也是由一个结型场效应管和一个自偏压微调电阻集成，在小电流下具有极高的动态阻抗。可以期望恒流管的动态电阻与放大管的输出电阻具有相同的水平，因而可以假定其所组成的放大电路负载，具有一半的恒流管datasheet阻抗指标。
结型场效应管的另一个特点是具有极高的输入电阻，并且可通过输入电阻的配置使之工作在最好的噪声系数下。通常情况下，这一范围在10KΩ~100KΩ之间。
由于选择了高阻抗输出的放大器结构，因而需要将输出转换成低阻抗，这用一个源极跟随器便可解决。源极跟随器的电压增益小于1，对于自身的本底噪声没有显著贡献，只要转移跨导足够大，便足以完成阻抗转换的任务。这个晶体管甚至可以选择廉价的MOS开关管，而不会显著影响到放大器本身的性能。
选择的器件和电路结构如下：
图１
其中：
Rx 负载结点动态电阻
Cx 负载结点分布电容
fx 截止频率
G*B 增益带宽积
d2 二次谐波失真值原始值
晶体管选择2SK170的V档，直流负载是E501，标称工作电流0.5mA；输出用了另一个2SK170。2SK170在Id=0.5mA时，跨导典型值约10mS，输出电阻与E501相当。E501的标称动态阻抗是2MΩ，所以Rx就等于1MΩ。2SK170没有输出电容参数提供，故取与输入电容相当的值替代，且输入电容最大可达50pF，因而Cx的总值在100pF左右。下面是根据计算值得到的波德图：
图２
2SK170是音频专用的低噪声高跨导管，图１中0dB处的最大频率（即增益带宽积G*B）是外推的。
图１的电路适用于MM唱放，开环失真为0.962%，开环增益为79.851dB，闭环增益36.926dB，输入电阻10KΩ，输入／输出幅度为5mV/351mV，-3dB频响为17.5Hz~222.8KHz，闭环失真在20KHz时为0.122%，10KHz时为0.0611%，在fx及以下为0.0067%。
另一个电路结构相同，电路参数稍有区别，适用于线路放大器：
图３
图３电路的输入电阻为47KΩ，输入／输出电压幅度为38.5mV/693mV，开环失真为7.41%，闭环增益25.1dB，-3dB频响为17.5Hz~869.4KHz，闭环失真在20KHz时为0.241%，10KHz时为0.121%，在fx及以下时为0.02%。
（待续）
频响高端的截止频率是计算外推所得，实测限于晶体管本身的响应，不太容易达到。用上述电路形式试做了下面的电路，并对合成频响做了测试：
图４ 唱头放大器
图５ 线路放大器
图６ 音调控制器
图７ 唱放、线放、音调放合成带宽，0dB=312mV
图８ 唱放、线放、音调放合成带宽，0dB=100mV
图７和图８是将唱放、线放、音调放组合为一个前置放大器的测试结果，显示了输出幅度如何影响带宽的最好实例；组合电路在参考资料中提供。
图９ 前置放大器实例
在音频频段中，由于8KHz~20KHz范围的信号幅度随频率的上升而迅速降低，实际上产生的失真也就相应减小。这段范围内的信号无论是基频还是谐波，估计的幅度都小于标称输入幅度的50%以下，于是这段频率的所有信号都可线性向下减小至少一半，整个放大器合成带宽下的音频失真即可控制在0.2%以下。前置放大器的PCB设计文档提供在参考资料中。
（待续）
功放实例
流行的看法认为变压器耦合的功率放大器带宽有限、失真较大，这里的例子试图在这一方面有所突破。
（１）共源高增益级驱动的变压器分相OTL功放
图１０
这一功放由共源高增益级和变压器分相功放组合而成。
放大器的输入电阻为24KΩ，信号输入幅度为-20dB~0dB（即77.5mV~775mV）。
共源高增益级的开环增益为79.7148dB，截止频率1.591KHz；依输入信号的幅度范围，开环失真为4.8%~48%；闭环增益为34.15dB，20KHz时的失真为0.45%~4.5%，10KHz时的失真为0.225%~2.25%，1.591KHz及以下频率段失真为0.036%~0.36%。
变压器分相功放部分的增益约31.693dB，与前级合成的总增益为65.843dB，闭环后的增益为26.444dB，合成后的闭环带宽为67KHz；在20KHz时的失真为0.343%~2.1%，10KHz时的失真为0.124%~0.553%，1KHz时的失真为0.0084%~0.0153%。合成后的开环截止频率约718Hz，在此频率及以下的失真为0.0006%~0.011%。
输出级的BG503、BG504采用了NJW0281，在Ic从50mA~3A的范围内，hfe曲线相当平直，这对频响的稳定极为重要。管子的一致性也比较好，两管的匹配度在99.5%以上，很适合推挽方式选用。
图中BG-R508、BG-R511由接成cb-e二极管的晶体管2SD882担任下偏流电阻，在工艺上紧贴功放管的散热器，在图中参数下，无信号时功放管的R510上的电压始终稳定在19mV上下，偏差在正负1mV内，功放管电流约86mA，温升约21摄氏度。也可以用一个22Ω的电阻替代2SD882，但对功放管的温度补偿作用就消失了，R510上的电压漂移范围会比较大，而且由于阻值远大于cb-e二极管的动态电阻，会影响到功放管的激励强度，导致最大输出功率降低。
图１１ cb-e二极管2SD882紧贴功放散热器
图１２ 功放板
在20Hz~20KHz频段，整个放大器的本底噪声统计值为45μV和48μV，折合到输入端的噪声密度均为9nV/√Hz，分别对应右声道和左声道；这个性能是双极型晶体管组成的传统共射电路放大器本底噪声水平的1/10。
在负反馈回路中，不接C510时，放大器的频响会在75KHz左右发生隆起，隆起程度大约在0.8dB左右，C510可以将抬头压低。C509用于提升400Hz以下频段的响应，测试时未接C509，故下图的带宽曲线在低频段有约0.24dB的下沉。
图１３ 共源高增益级驱动的变压器分相OTL功放带宽测试
相比传统的共射驱动变压器分相的OTL放大器约30KHz左右的带宽，这里的带宽达到了67KHz，超过一倍以上。
（待续）
（２）单管差分高增益级驱动的变压器分相OTL功放
图１４
这是借鉴了单管差分的功放电路，将输入和驱动部分用在这里。输入级用了与2SK170互补的2SJ74，负载同样采用恒流管，2SK170直接驱动功放的输入分相变压器，功耗小于70mW。
功放级的硬件与参数均与图10电路相同。
放大器本身的输入电阻约450KΩ，驱动放大器部分开环增益109.959dB，截止频率1.137KHz，标称输入从21mV~210mV时的失真为3.75%~37.5%；闭环增益34.485dB，闭环带宽30Hz~6.75097MHz（外推值），20KHz时的失真为0.016%~0.16%，10KHz时的失真为0.00785%~0.0785%，1.137KHz及以下为0.0009%~0.009%。
在20Hz~20KHz频段，整个放大器的本底噪声统计值为10μV和16μV，折合输入噪声密度分别为2nV/√Hz和3nV/√Hz，分别对应右声道和左声道。这要比图１０电路的性能更优，这可能得益于更高的开环增益在闭环时更有效的抑制噪声的能力。这个噪声密度的水平，已经充分逼近datasheet中的典型水平0.95nV/√Hz了。
高的开环增益同时带来的缺点也是明显的，若驱动级不加补偿，在大音量和较高频率段会产生刺耳的杂声，C507-2用于平抑这一问题的产生。C507-1则用来降低较高频段的隆起，其值不能太大，否则会影响到开环增益的显著下降。下图为在大环路负反馈中补偿前后的带宽曲线：
图１５ 单管差分高增益级驱动的变压器分相OTL功放带宽测试
并联在负反馈环路上的两个电容器，C509-2用于进一步压低高频段的隆起。图中可见补偿前的带宽为29Hz~104KHz，补偿后的带宽为29Hz~85.5KHz，但在20KHz~55kHz的范围内仍有约0.5dB的隆起。
另一个电容器C509-1用于抬升低频段响应，但实机中这一电容器空缺没有使用，故带宽曲线中400Hz以下有约0.24dB的下沉，这和图１０电路一样。
功放部分的器件和电路与图１０电路完全一样。
（待续）
功放中的输入变压器
输入变压器的材料选择和绕制方式是一个容易引起争议的问题，对此不作争辩，但极其推荐，因为简单、特性优良。
图１６ 变压器磁通量设计截图
参考资料提供了磁通量在线计算器的链接。
变压器采用EI33型号的铁氧体磁芯，设计电感量3.2H，初／次级之比为5:1，用线径0.1mm的高强度漆包线15股绞合，平绕（乱绕）绕制。初级使用其中5股串联，两个次级各用5股并联。
图１７
图１８
磁芯的中舌上垫一层最薄的餐巾纸，加上磁芯横条时测量电感量，看看手指用多少压力可以控制到3.2H：
图１９
记住施压的力量，在中舌和两边都点一滴ergo胶，接好电感表，放上横条后，保持施压的力量约20秒以上再放开，磁芯横条就胶固了。
图２０
图２１
（待续）
本帖最后由 longshort 于 2022-12-18 13:18 编辑
功放电源实例
好的功放也要配一个好的电源。电源的好，体现在：一是电压稳定，不因突然的音量变化而波及到电源的变化；二是本底噪声要低，不因音量的波动而在扬声器中听到波动的交流声，这一现象在较老的电子管功放中尤其常见。
为上述功放所配电源电路如下：
图２２
电源结构采用LDO形式，一方面利用较低的交流电源电压，另一方面利用了这种结构可以达到的较高负反馈增益，在高的输出调整率和线路调整率指标下，使输出电流保持一个平稳的供应质量。
R4是启动电阻，用于开机时在BG1上产生一个较大的启动电压（Vgs~=6V），充分打开BG1。
R3与R5之比是1:1，使BG3在整个负反馈回路中不产生额外的增益，这有助于保持稳定。BG3的主要作用是反相和电平移位，2N7000或者2N5551都可以使用。
C4用于运放的简单补偿。
C5用于建立纹波负反馈通路，使交流纹波和本底噪声都能被充分抑制。
R8-1和R8-2的阻值适用于2DW232，这里是参考值。
VR1是15V的辅助电源输出，用于前置放大板或者其他目的。
整个电源的基本性能为：20Hz~20KHz带宽内，0.3A负载电流下的本底噪声统计值为27.5μV，直流输出内阻0.7mΩ~1mΩ，电压／温度系数为8ppm/°C。
图２３ 电源部实例
下面是按图１２电路制作的单管差分OTL功放，接一对3吋4Ω的英国马克mini音箱，用手机录了一段近七年前的广播录音重放：
https://v.youku.com/v_show/id_XNTkyNzg1NTA3Ng==.html
（待续）
本帖最后由 longshort 于 2022-12-18 13:12 编辑
小结
先复制下前面关于失真的一般规律：
．闭环的失真比开环的失真小。
．闭环增益取得越低，失真改善越好。
．频率越低，闭环失真改善越好。
．开环增益越大越好。
．增益带宽积越大越好。
其次是其他方面的心得：
．双极型晶体管放大器的失真，随输入信号的增加呈指数式上升。
．场效应晶体管放大器的失真，与输入信号的幅度成正比。
．单一的共源放大器开环增益有限，单管差分形式的放大器开环增益会更高一些。但单一的共源放大器一般不需要补偿。
．作为功放驱动，单一的共源放大器电路较简单，带宽稍窄；单管差分的放大器带宽较宽，需要适度补偿。
．变压器分相的OTL功放，重放品质不输全互补的功放电路。
．以功率铁氧体磁芯作为输入变压器，设计简单、使用可靠，品质不输于同规格尺寸的铁芯。
．变压器多股并绕的方式极大地利用了分布电容，充分扩展了音频带宽。此点极富争议，在此不作争辩。
．功放中所用到的电解电容器，测试参数ESR着重在100Hz到100KHz各频率下的均衡性，测量值分布越靠近的越好，决不要迷信“发烧品”。
［参考资料］
. 泛音
. 各种乐器的频率特性
. 《结型场效应晶体管-原理与应用》，p-69；国防工业出版社1970版，上无十四厂译
. 音响前置放大器 电路：
．音响前置放大器 PCB：
．共源OTL 电路：
．共源OTL PCB：
．单管差分OTL 电路：
．单管差分OTL PCB：
．
．磁通密度在线计算器
．音频功放管：
．音频专用低噪声管：，
．功放电源 PCB：
（结束）
这个是抗疫的好成果呀！ 置顶帖，静静心下来仔细研究才能看得懂。 好帖有启发 好贴,我最近想搞个20W的功放推书架箱,某宝推荐LM1875,楼主看这个芯片咋样. 粗略地阅读了长短老师这个帖子，赞美的套话就不说了，只提出三点意见和看法：
1、 可以明确断然地说，5楼的原理图，6楼的原理图，其中任何一个电路都不能称其为 “单管差分”电路，任何一个单独电路和 “单管差分” 不沾边 。5#，6#的前级低放 应该叫做什么我也说不上，大概6#类似达林顿 复合管，5# 是一级甲类 + 1级 跟随器
半个葫芦那就是瓢，两半的任何一只瓢都不能称其为 葫芦 。:lol
2、变压副边的两个相位线圈直流分量处理的 互相抵消，很好点个赞。
但是这样处理未必是尽善尽美了，完美的处理办法是要抓主要矛盾，
也就是原边线圈里的直流分量才是大敌，因为原边匝数较多也许合成的直流分量更大，
所以，是否叠加副边的直流集中对付原边的分量更为合理，而不是兄弟同室操戈 自相残杀而便宜了敌人。---------这需要计算才能决定策略。
3、正负电源供电省去 2200uF能提高音质几多，我想你们比我更清楚是吧。 我喜欢7楼的变压器